和小編一樣的柯南迷，每到柯南拉風的說出那句“真相只有一個”的時刻，應該都會全神貫注兼熱血沸騰，因為這意味著撲朔迷離的案情馬上就可真相大白，追劇的意義或許就在於跟著柯南逐一破解這唯一的真相。而不被浮雲所遮蔽，努力接近真相，發現最真實的信號一直也是小K的夢想所在。
本文內容簡介
Part I 發送端測試優化
Part II 接收端測試優化
在數據中心和5G承載網中，直接探測領域即PAM4信號佔據相當重要一席，而伴隨著IEEE及CEI中PAM4標準的最初問世到近幾年間的發展，PAM4測試方法也在齊頭並進的演進之中。
同時伴隨著PAM4信號的普及，越來越多的企業和工程師也在關注著PAM4信號的相關測試方法因此僅僅停留在對最初步的PAM4測試的瞭解遠遠還不夠。
除此之外完整的PAM4測試應該包含Tx發送端和Rx接收端兩部分，這些都需要全局考量，才能立於不敗之地。
01 在發送端
要注意的是測試方法是否與時俱進，TDECQ作為PAM4信號的重要參數，其結果與PAM4信號中各種失真和成分都有關係。為了更準確地分析PAM4信號完整性，需要更先進的測量與分析手段。是德科技與業界多個規範組織進行緊密合作，通過提供不斷更新的示波器PAM4分析套件，確保測試結果反應當前一致性規範的最新要求。
02 在接收端
要注意的是與真實鏈路的接近程度，以及系統級如壓力眼和FEC測試能力。使用儀表進行發射或接收測試時，誤碼儀作為參考的電發射機和接收機。為了模擬通信鏈路真實工作的狀態，就要求誤碼儀也具備和實際通信中類似的預失真和補償功能，同時，具備壓力眼及FEC測試才能夠更全面的衡量接收端性能，從而使測試結果更準確反應各個器件和設備真實工作條件下的性能。
瞭解對於發送端而言最重要的TDECQ的規範定義以及測試方法，但要深入理解TDECQ的含義，以及這個參數與被測系統的性能之間的關係，還需繼續閱讀：
1. TDECQ與噪聲的關係
正如TDECQ的定義所指出，發射機的TDECQ值是一個功率代價，其結果等於被測發射機和理想發射機達到相同誤碼率時，額外添加的噪聲比值。換一個角度理解，就是被測發射機和參考發射機的信噪比比值。
假設我們在被測信號上疊加一個隨機噪聲，噪聲的幅度從0開始逐漸增大，那麼測試出的TDECQ結果應該是怎樣的趨勢呢？下圖1中灰色曲線為增加的噪聲信號大小，橙色和藍色曲線為兩種預測的TDECQ變化趨勢，哪一種是正確的？
圖 1
答案是橙色曲線更接近理論值。為了解釋這個原理，還要回到TDECQ的測試定義上來：
TDECQ=(理想發射機噪聲裕量)/(被測發射機噪聲裕量)
圖 2
當被測信號的隨機噪聲增加時，信號幅度不變，對應的理想信號也沒有變化。而疊加的隨機噪聲吃掉了被測發射機的噪聲裕量大小，使TDECQ公式中的分母減小。
因此噪聲越大，TDECQ值也隨之增大。一個極限的情況是當疊加的隨機噪聲大小導致被測發射機的噪聲裕量為零（此時測試到的眼圖對應誤碼率正好等於規範要求的誤碼極限），那麼測得的TDECQ值就會變成無窮大，或者說測不出TDECQ值。
圖 3
上圖3現實的就是一個典型的噪聲過高的PAM4信號，TDECQ測試結果顯示SER? 我們可以點擊“Details…”按鈕來查看具體的說明。
圖 4
Details說明中會包含測試項結果無法準確得到的原因，是非常實用的一個快捷功能。在上圖4中，details說明提示信號的噪聲裕量過小，導致實際測試的誤符號率(SER)高於目標SER，即802.3bs規範中給出的(SER = 4.8 * 10^-4, BER = 2.4 * 10^-4)。
2. TDECQ與信號功率的關係
既然TDECQ是功率代價的參數，它與信號功率之間又有怎樣的關係呢？
也許有人會想：“既然TDECQ與信號的信噪比相關，那信號越小，TDECQ值自然就越大了。”
但是事情並不是這麼簡單，我們要看一下信號功率變化的原因，以及其對信噪比的影響。
圖 5
如果我們把被測件通過一個可調光衰減器，減小功率後輸入示波器進行測試，這時信號功率和TDECQ之間的關係應該是什麼趨勢呢？下圖中灰色、橙色、藍色三條曲線哪種是正確的？
圖 6
答案是灰色曲線最接近理論值。
• 信號經過光衰減器時，信號的幅度與噪聲的幅度衰減比例相同，因此信號的信噪比並不隨衰減器的變化而變化。
• 雖然在示波器上顯示的眼圖會隨著信號功率下降而逐漸模糊，但這時由於示波器的噪聲疊加在被測信號上，而示波器的噪聲是不隨衰減器變化而改變的。
• 而為了準確的測試TDECQ值，示波器的噪聲不應被包含在TDECQ的測試中，因此理想的TDECQ結果應該不隨信號衰減變化而變。
• 當信號功率過低時，信號已經被示波器的噪聲淹沒，此時就無法測出TDECQ值，會顯示如之前展示的“SER？”結果。
另一種情況是通過改變被測發射機的驅動信號的偏置和幅度大小來改變信號功率，此時發射機的輸出功率、輸出幅度以及噪聲特性都會發生變化。
這時和添加衰減器的情況不同，信號的信噪比有很大可能會改變，而TDECQ的變化趨勢還要根據信號具體的改變來決定。
3. TDECQ與抖動的關係
前面分析了TDECQ與噪聲和信號幅度的關係，那麼TDECQ與抖動是否也相關呢？答案是肯定的。
如果信號中抖動過大導致眼圖閉合，就必然伴隨著誤碼率的上升，TDECQ值會不斷劣化。但是眼圖信號中的抖動分類非常多，例如週期性抖動、隨機抖動、有界不相關抖動等等，而每種抖動對TDECQ的影響實際上並不相同。
本篇的主題不在於詳盡的討論每一種抖動對於TDECQ測試的影響，而是從更廣泛的角度來分析。
我們知道標準的TDECQ測試系統中，在接收端需要進行時鐘恢復。時鐘恢復的作用是從信號中提取參考時鐘，再對信號本身進行採樣。同時時鐘恢復還有另外一個作用，就是濾除信號中的高頻抖動，而將信號中的低頻抖動傳遞給時鐘。時鐘恢復對於抖動的濾除和通過效應的專業名稱是抖動傳遞函數，簡稱抖動傳函（JTF）。
圖 7
典型的時鐘恢復的抖動傳函是一個低通濾波響應，而這個低通濾波的帶寬稱為環路帶寬。環路帶寬越高，就意味著越高頻率的抖動從信號傳遞到時鐘上。
通常來說，環路帶寬越高，意味著時鐘的抖動越接近信號的抖動，得到的眼圖會越乾淨。但IEEE 802.3標準中對於PAM4的時鐘回覆環路帶寬的要求為4 MHz，是明顯低於25G NRZ信號的時鐘恢復環路帶寬(通常為10 MHz)的。
圖 8
這其中的原因，要從PAM4信號自身的特點來解釋。
在PAM4信號中，由於有四個不同的電平，與其對應的轉換沿的數量一共就有4*3=12種。與NRZ信號只有兩種轉換沿，一個交叉點相比，PAM4信號固有的交叉點數量大量的提升了。
上圖中綠色虛線表示的就是居中的交叉點和最靠右側的交叉點的水平位置，這個差值稱為PAM4信號的切換抖動(switching jitter)。切換抖動是一種NRZ信號沒有，但PAM4信號固有的一種抖動。
實驗表明，時鐘恢復在帶寬較高時，會跟隨PAM4信號的切換抖動，導致輸出時鐘抖動增大。這直接的結果就體現在對應的採樣時刻會遠離PAM4眼圖的水平中央。
上圖中的兩個黑色箭頭表明了在時鐘恢復跟隨切換抖動的情況下，對應的採樣時刻的偏移。為了減小這種固有抖動的影響，IEEE規範將PAM4信號一致性測試的時鐘恢復環路帶寬設定為4 MHz。
在測試中，我們可以在FlexDCA軟件中設定環路帶寬，以保證測試環境滿足規範一致性的要求。
下圖9中為FlexDCA軟件中的環路帶寬（LBW）設置頁面，可以手動輸入所需的環路帶寬，或選擇select from list從預設值列表中選擇對應規範的環路帶寬值。
圖 9
4. 詳細分析TDECQ的手段
TDECQ作為PAM4信號的重要參數，在生產和研發階段都是必須測試的指標之一。但很多時候，單獨從TDECQ的結果難以判斷出信號惡化問題的具體原因。
是德科技在採樣示波器FlexDCA軟件中，集成了多種PAM4信號分析測試項目，以便更細緻準確的定位PAM4信號中的各種問題。
圖 10
其中噪聲裕量(noise margin), 分部SER(partial SER)， 分部TDECQ(partial TDECQ)，分部噪聲裕量(partial noise margin)是TDECQ測試中的幾個中間結果，用於分析信號中各種部分對於TDECQ的貢獻度大小。
圖 11
- PAM4信號在豎直方向上分為三個眼，TDECQ測試會分別對這三個眼圖的左右側進行採樣分析。上圖11中的兩個方框就是TDECQ測試的採樣區域，眼圖位於採樣區域內的點會被用於TDECQ計算。對於每一個區域，都可以分別計算初始的SER，對應的SER裕量，以及區域對應的分部TDECQ結果。總的TDECQ結果由所有區域的分部TDECQ結果取平均值來得出。
- 一個被測的PAM4信號可能會在三個眼圖中的某個區域信號過差，導致總的TDECQ結果偏大，甚至無法測出TDECQ。但其他的區域可能是良好的，卻無法從總體TDECQ結果上得到反映。如果進行partial SER/partial TDECQ測試，就可以對良好的PAM4眼圖部分和較差的眼圖部分進行區分。
圖 12
5. 總結
從以上的討論中，我們瞭解到TDECQ作為PAM4信號的重要參數，其結果與PAM4信號中各種失真和成分都有關係。為了更準確地分析PAM4信號完整性，需要更先進的測量與分析手段。是德科技與業界多個規範組織進行緊密合作，通過提供不斷更新的示波器PAM4分析套件，確保測試結果反應當前一致性規範的最新要求。
在接收端，要注意的是與真實鏈路的接近程度，以及系統級如壓力眼和FEC測試能力。
在高速PAM4發射接收測試中，對信號進行預失真和補償已經成為必不可少的功能。在進行高速鏈路設計的工程師都會發現，一個良好的發射機信號經過線纜或PCB走線，在遠端看到的信號會有很大失真。這是因為信號傳輸鏈路中，射頻線纜或PCB傳輸線的高頻衰減導致信號中高頻成分的損失，從而引入碼間干擾。
直白的說就是在高速信號傳輸中有一個非常棘手的問題，就是當傳輸速率變得越來越高的同時，數據間隔單元(Unit Inerval，UI)也會變得越來越小。這導致前一個bit的數據會對後面bit的數據造成影響，如果不去除這些影響，將會導致誤碼率飆升，甚至通信無法繼續。
如果系統中出現幾個連續的1(或者0)，而接下來的信號為0(或者1)時，信號的電壓保持在長0或長1狀態下前面的信號會影響後面的現象，我們稱之為碼間干擾ISI (Inter-Symbol Interference)。例如在OIF CEI 56G VSR規範中，建議的最大損耗在基頻為29 GHz時達到12 dB以上。
圖 13
更進一步的，在光通信鏈路中，發射機中的激光器/調製器以及接收機中的光探測器也會產生帶寬限制，造成眼圖的閉合。這也是為什麼在光通信鏈路中，電驅動芯片和DSP芯片通常都包含均衡功能，因為不進行均衡調節就無法實現正常的發送和接收。
在使用儀表進行發射或接收測試時，誤碼儀就作為參考的電發射機和接收機。為了模擬通信鏈路真實工作的狀態，就要求誤碼儀也具備和實際通信中類似的預失真和補償功能，才能使測試結果更準確反應各個器件和設備真實工作條件下的性能。
1. 去加重功能和自動去加重調節
實現原理
在誤碼儀中，預失真和補償是通過碼型發生器的去加重功能，以及誤碼接收端的均衡功能實現的。其實現原理可以簡單理解為一個可調的FIR濾波器，通過調節濾波器每個抽頭(tap)的參數，對信號進行線性濾波。
在M8040A中，碼型發生器的去加重通過5個抽頭的FIR濾波器實現，每個抽頭的間隔是1個符號週期(1UI)。使用者可以調節c0 – c4五個參數對濾波器進行調節。抽頭數越多，意味著濾波器的時域響應越寬，對應可以調節的濾波器頻域響應就越精細。下圖14是M8040A的去加重功能結構框圖。
圖 14
對於具有高頻損耗大特性的通信鏈路，只需要將去加重調節為對發射信號的低頻進行較大衰減，高頻分量衰減較少或沒有衰減，就可以將整體頻率響應補償到接近平坦，這也是去加重可以補償鏈路損耗的主要原理。
下面兩張圖是是德科技M8040A發出的28 GBaud PAM4信號經過一段PCB走線之後，由示波器接收得到的眼圖。在沒有進行去加重補償之前，眼圖是完全閉合的。將去加重參數調節到合適的數值時，可以看到PAM4眼圖明顯張開，信號質量得到很大改善。
圖 15
那麼如何才能準確快速的獲得合適的預加重參數呢？
對於有濾波器設計經驗的工程師，可能已經想到一些辦法。理論上通過傳輸鏈路的頻率響應S參數模型，可以推算出FIR濾波器所具有的頻率響應，再換算出濾波器時域抽頭的參數。這雖然是理論上很直觀的一種辦法，但是實際應用時會有各種困難：
1)
鏈路的S參數實際測試很複雜，尤其是帶有多個器件，或包含光器件的通信鏈路。雖然仿真也可以得到一個近似的S參數模型，但與實際被測件響應還是有不可忽視的差異。
2)
儀表內部的抽頭參數與輸出頻率響應之間的關係，是與誤碼儀內部結構相關的。如果沒有去加重濾波器的數學模型，也很難計算出所需的去加重參數。
3)
以往的誤碼儀軟件並不支持自動計算去加重參數，用戶只能自己編寫單獨的軟件進行計算，再將結果手動導入到誤碼儀控制軟件中，大大影響測試效率。
基於以上原因，很多時候在實際測試過程中用戶只是手動調節去加重參數，直到輸出眼圖達到比較優化的結果，而幾乎不可能手動調節到理想結果。
兩種自動設置去加重參數的功能
為了解決手動調節去加重的困難，是德科技在M8070B軟件中加入了自動去加重計算功能。下圖16是自動去加重校準的連接示例。
圖 16
◉ 將M8045A發射機的信號經過被測件，輸出到採樣示波器的測試端口中。
◉ 通過示波器的自動均衡結果，可以計算出誤碼儀對應的發射機去加重值。
◉ 如果更換了被測件，只需要重新進行去加重計算，就能獲得更新的優化結果。
這在批量測試中避免了手動計算和填寫參數的過程，極大提升測試效率。
在最新的M8070B軟件中，去加重參數的計算和更新可以自動由軟件完成，用戶只需要將示波器和誤碼儀連接到同一個控制電腦，再運行自動去加重計算即可。
圖 17
假設另一種場景下，我們已經獲得了所需補償的損耗S參數，是否可以直接對這個S參數模型進行補償呢？❯
答案是肯定的。M8070B中已經內置了S參數嵌入和去嵌入功能，可以將標準格式的S參數文件導入到誤碼儀軟件中，並控制去加重濾波器進行「嵌入或去嵌入」功能。這個功能可以和上文提到的去加重自動計算同時使用，對於可以連接到測試設備的被測件進行自動補償，而無法連接的器件，例如芯片內部的線路進行S參數去嵌入補償。
圖 18
以上兩種自動設置去加重參數的功能可以幫助用戶快速優化去加重參數，並對不同被測件的損耗性能快速定位。對於高速通信器件和鏈路的設計，特別是PAM4和光電通信應用，自動去加重設置對簡化測試流程，加快設計和產品開發速度有很大幫助。
2. 接收均衡和自動均衡調節
均衡功能和上文提到的去加重補償的原理類似，區別只是去加重在發射端進行，而均衡是在接收端進行。均衡器本質上是一個高通/帶通濾波器，用於補償信號傳輸後的高頻衰減。根據硬件實現方式不同，均衡包含連續時間線性均衡(CTLE)、前饋均衡(FFE)、判決反饋均衡(DFE)等種類。在M8040A誤碼儀接收端，用戶可以設置一個16 tap的FFE均衡器，在誤碼判決之前將接收信號的眼圖張開。
對於下圖19所示的典型接收機測試系統，測試目標是獲得被測件接收機所產生的誤碼。而誤碼儀所顯示的結果實際上是整個鏈路各部分的誤碼總和，這就要求環回鏈路因信號損傷導致的誤碼需要遠小於被測接收機的誤碼水平，才能保證測試結果反應的是被測接收機的性能，而不受到誤碼儀接收機的誤碼水平限制。
圖 19
通常來說，在誤碼測試時應使用盡量短的線纜接入誤碼儀的接收端口，以避免環回信號的失真導致額外誤碼產生。但很多情況下由於被測件的連接方式限制，環迴路徑上不可避免的會產生信號的損耗，這時就需要誤碼儀在接收端對信號進行補償，以保證誤碼測試結果的準確性。
除了調用預設的均衡器參數以外，M8070B軟件還提供自動均衡優化功能。當輸入隨機數據信號進入M8040A接收端時，誤碼儀可以通過掃描接收到的數據信號，自動計算出合適的均衡器參數。另外M8070B軟件還提供圖形化的接收信號直方圖顯示，方便直觀的判斷接收信號質量是否適合誤碼分析。
圖 20
在sampling point setup窗口，豎直方向的直方圖即為接收機在判決點所看到的信號電平分佈。如果是張開的NRZ或PAM4眼圖信號，對應的直方圖應為兩個或四個間隔明顯的電平分佈。各電平之間的距離越大，說明眼圖張開度越高，信號質量越好。通過掃描判決點延時和判決電平的高低，可以得到一個近似的接收端眼高和眼寬，如上圖20中的藍色輪廓表示。
圖 21
在sampling point setup窗口還可以看到一個均衡器設置按鈕，這個功能就是自動優化均衡器參數。啟用自動優化均衡以後，誤碼儀會重新掃描當前接收端所看到的信號，並計算出最優的均衡值，使誤碼儀判決電路所看到的信號眼圖張開度達到最大。通過這個功能，用戶可以快速的對環回通道信號進行補償，並確認接收端信號質量。
以上所介紹的去加重和均衡功能只是M8040A多種內置功能的一個例子。實際上M8040A誤碼儀還集成了許多信號調節和分析功能，可以幫助NRZ和PAM4的發射機接收機測量，以及各種高速總線的應用測試。是德科技將不斷在測試方案領域進行創新，幫助用戶在下一代高速通信產品的研發和設計上取得成功。
3. 壓力眼測試
在IEEE802.3規範中，針對數據中心和雲計算等應用，規範規定了一系列高速接口標準。從較早的10G、40G以太網規範，到現在的100G以及正在制訂中的400G以太網規範中，都要求一項重要的測試項目：接收機的壓力容限。
- 在光通信收發設備和鏈路測試中，常見的測試參數包括：眼圖測試、誤碼率測試、靈敏度測試等。
- 在光通信速率較低時，光接收機對鏈路誤碼的影響還不明顯，通常只需要檢測發射機眼圖合格，接收功率正常而不是過低即可保證鏈路正常工作。
- 隨著通信速率的提升，設計人員會遇到不同接收機的性能差異越來越大，而單純的靈敏度指標已經無法保證光接收機可互換適配使用。
為了對接收機一致性進行衡量，IEEE規範提出了接收機壓力容限一致性的要求。
含義和測試原理
壓力容限測試的含義是測試接收機在惡劣的輸入信號情況下，是否能夠正常工作。具體的測試原理是使用測試儀表產生一個劣化的光眼圖信號，稱為壓力眼信號。壓力眼信號的參數有明確規定，例如VECP，J2，J9等。在不同的規範中壓力眼的具體指標會有不同。通過校準後的壓力眼會輸入被測接收機，在這種情況下對接收機靈敏度和抖動容限進行測試。
壓力眼測試與靈敏度測試的區別
與常用的靈敏度測試不同，壓力眼測試使用了精確添加抖動和噪聲等干擾的發射信號，來模擬實際通信鏈路中接收機所收到的信號失真。在靈敏度測試中一般只使用乾淨的發射信號，這時得到的靈敏度會更高，也不包含接收機對信號失真的響應變化。壓力眼測試更能說明接收機在最差工作條件下的性能，也更貼近實際工作場景。然而壓力眼一致性測試比靈敏度測試的搭建難度更高，測試速度慢，是之前壓力眼測試的實際數量遠少於靈敏度測試的原因。
測試方案與儀器
隨著測試技術發展以及光通信速率的提升，壓力眼測試的重要性和必要性也在不斷提升，業界也越來越關注壓力眼測試這項指標。
是德科技400G壓力眼測試方案主要用到的儀表與100G壓力眼系統相同，包含M8040A誤碼儀，81491A參考發射機，可調激光源和光衰減器，以及N1092系列採樣示波器。
不同的是由於400G壓力眼需要產生高頻的正弦干擾和高斯噪聲，因此需要使用M8195A/M8196A系列任意波形發生器來作為干擾源。雙通道的任意波形發生器產生兩種干擾信號後，通過功分器與定向耦合器將干擾注入到PAM4電信號上，再進一步通過參考發射機調製到PAM4光信號上。通過400G壓力眼自動測試軟件N497BSCA的控制，系統中的儀表協同完成自動的壓力眼校準及測試流程。
4. FEC的解決之道
FEC“前向糾錯”的應用
FEC被稱作“前向糾錯” ，它被廣泛應用於通信系統中的編碼技術以保證數據的準確性，它的基本思路是在發送端，把要發送的信息重新編碼，加入一定的冗餘校驗信息，組成長度較長的codeword，待到達接收端之後，如果錯誤在可糾範圍之內，通過解碼檢查後糾正錯誤，從而降低誤碼率，提高通信系統的可靠性。在光通信系統中，通過FEC的處理，可以以很小的冗餘開銷，有效降低系統的誤碼率，延長傳輸距離，實現降低系統成本的目的。
是德科技的測試解決方案
是德科技在2019年9月5號正式宣佈推出業界首款N4891A 400GBASE FEC交互接收機測試解決方案，這將促使業界能夠加速數據中心下一代400G設備的部署。N4891A提供更詳細的分析以瞭解組件和系統如何受前向糾錯(FEC)的影響，並進行測試真實操作下的系統裕量。它還能夠測得在電或光接口處的幀丟失率(FLR)， IEEE規範對此有要求以確保400GBASE 設備之間的互操作性。
N4891A由M8040A高性能PAM4誤碼儀和A400GE-QDD分析儀組成，測試時在400G以太網鏈路中通過M8040A提供一個加壓的通道，同時利用A400GE-QDD在其他鏈路通道中依然保持傳輸FEC strip測試碼型數據。該方案提供了獨特的視角，深入洞察組件和系統設計如何受到前向糾錯 (FEC) 需求的影響，並能夠預測真實條件下的系統裕量。
關於是德科技
我們致力於幫助企業、服務提供商和政府客戶加速創新，創造一個安全互聯的世界。自 1939 年惠普公司成立，到 2014 年 11 月 1 日是德科技作為一家新電子測試測量公司獨立運營，我們繼續秉承不變的企業家精神和激情開啟新航程，鼓舞全球創新者，幫助他們實現超乎想象的目標。我們的解決方案旨在幫助客戶在 5G、汽車、物聯網、網絡安全等領域不斷創新。
