採用具有出色輸入特性的運算放大器，並進一步提高其性能，使其電壓範圍、增益精度、壓擺率和失真性能均優於原來的運算放大器。
我曾設計過一個精密電壓表的輸入，需要一個亞皮安輸入單位增益放大器 / 緩衝器，其低頻噪聲小於 1μV p-p，失調電壓低至大約 100μV，非線性誤差小於 1 ppm。它還需要在音頻和 60 Hz 頻率下具有非常低的交流失真，以便利用不斷增強的 ADC 分辨率。這足夠雄心勃勃，但它同時需要使用±50 V 電源緩衝±40 V 信號。緩衝器輸入連接到高阻抗分壓器，或直接連接到外部信號。因此，它還必須能夠承受靜電放電和過壓輸入的衝擊。
可用的亞皮安偏置電流運算放大器並不多。可堪使用的器件常常被稱為靜電計級放大器，偏置電流低至數十飛安。遺憾的是，這些靜電計放大器的低頻電壓噪聲（0.1Hz 到 10Hz）為幾微伏（峰峰值）。此外，其輸入失調電壓和失調溫度係數一般也不符合要求。其共模抑制比(CMRR)和開環增益不夠好，難以支持 1 ppm 線性度。最後，沒有一款靜電計能夠承受高電源電壓。
LTC6240 系列提供 0.25 pA 偏置電流（典型值）和 0.55μV p-p 低頻噪聲。這對於輸入緩衝器來說已經足夠好了，但該器件僅支持最高 12 V 的電源。我們將不得不在放大器周圍添加電路 以使其適應更高的電壓。
設計方法
圖 1 顯示了自舉放大器的原理示意圖。
圖 1. 基本自舉電源電路拓撲
LTC6240 由 Vp（通過增益為+1 的緩衝放大器保持輸出加 5 V 的值）和 Vm（由另一個緩衝器驅動而保持輸出減 5 V 的值）供電。
由於電源總是跟隨輸入信號（由 LTC6240 的輸出緩衝），因此理想情況下根本沒有共模輸入誤差。即使是平庸的 CMRR 也通過自舉提升至少 30 dB。該 30 dB 值是由 Vp 和 Vm 緩衝器的有限增益精度導致的。
LTC6240 的開環增益也得到類似的提升。當內部增益節點和電源軌之間存在晶體管輸出阻抗時，放大器電路會發生增益受限的情況。由於電源被自舉到輸出，所以很少有信號電流流過上述阻抗，而且開環增益的增加量與 CMRR 的提升量相似。但是，輸出負載仍可能會限制開環增益。
也許不那麼明顯，但電路整體壓擺率也被自舉提高。通常，它受限於 LTC6240 內部靜態電流和以電源為基準的補償電容。當電源追隨輸入和輸出時，很少有動態電流流入這些電容，放大器不會進入有限壓擺率狀態。緩衝放大器最終會限制整體壓擺率。
高壓電源 Vhvp 和 Vhvm 可能有干擾，但緩衝器輸出會在很大程度上抑制干擾，LTC6240 的電源抑制比(PSRR)將大大增強。
所以，這很棒；通過自舉電源，緩衝器在多個方面得到改善。可能會出現什麼問題？圖 1 所示電路幾乎肯定會振盪。考慮電源引腳行為的最佳方法是將其視為反饋環路的一部分：輸出引腳電壓乘以緩衝放大器頻率響應，然後將乘以 1/PSRR，加到輸入端，最後乘以開環增益成為輸出，如此循環往復。圖 2a 顯示了 PSRR 隨頻率的變化。
我們在 PSRR 曲線中沒有獲得相位數據，但假設它具有+90°相位。是的，這個+90°就像一個差異化因素。如圖 2b 所示，從低頻到 100 kHz，開環增益具有 -90°相位，之後該負值變得越來越大。緩衝器將具有有限頻率響應，並且也將表現出相位滯後。將環路中的所有相位滯後相加可確保在一些頻率下的反饋相位為 0°或 360°的倍數。如果在這些相位的電源環路增益大於 1，振盪就會發生。PSRR 幅度下降到 4 dB 的低點（衰減 = -4 dB → 增益 = 0.63，非 dB），看起來環路可能永遠不會有足夠的增益來發生振盪。這很可能是錯誤的，因為 PSRR 同時適用於 Vp 和 Vs，其 PSRR 增益相加會使幅度超過 1。此外，緩衝器可能會有一定的峰化，之後其增益在高頻發生滾降，從而將整體反饋幅度推高至 1 以上。我們還將看到，緩衝器必須驅動稍大的電容，並且會具有更多的相位滯後。無論如何，LTspice®中的電路仿真表明會發生大信號振盪（LTC6240 的頻率響應和非線性體現在宏模型中）。
圖 2.(a) LTC6240 的 PSRR，(b) LTC6240 的開環增益
實際實現
圖 3 顯示了完整電路。
圖 3. 完整電路
請注意，1000 pF 旁路電容必須與 LTC6240 電源引腳緊密連接。運算放大器有數十個內部晶體 管，在該放大器中，晶體管的 Ft 量級為 GHz。它們常常以反饋方式彼此連接，除非安裝了旁路電容，否則它們可能在高交流阻抗電源下發生振盪。1000 pF 足以消除這些振盪。我們還希望電源旁路電容遠大於任何輸出負載電容，因為在高頻時，負載電容上的電壓轉換會導致電流流向電源軌，並可能調製電源電壓，通過 PSRR 反饋引起振盪。因此，旁路電容會降低頻率下的電源調製，相當於降低從輸出到電源的反饋增益。
壓擺這些旁路電容會需要很大的電流，而且必須是雙向的。Q5 和 Q6 是射極跟隨器，可以驅動旁路電容的壓擺電流。Q3 和 Q4 是偏置二極管，用於設置 Q5 和 Q6 靜態電流。Q2 為這些二極管和齊納二極管 D1（實際上是並聯基準電壓源 IC）提供偏置電流，D1 設置相對於輸出的正電源電壓。Q2 的集電極是一個電流鏡的輸出，該電流鏡由高壓軌之間的 R9 偏置。如果電源電壓不是恆定值，可以用兩個電流源代替 R9。
Q7 至 Q12 形成與之前所述相當的 Vm 減電源驅動器。請注意齊納電壓的不匹配是有意為之的：Vp 比輸入 / 輸出高 5V，Vm 比輸入 / 輸出低 3 V。這種不匹配使輸入電壓的中點位於 LTC6240 的電源限制輸入範圍以內，從而優化壓擺波形。
通常，LTC6240 的電源電流會消耗 Q5 的
設計自舉在 1.6 MHz 以上的頻率會失敗後，我們將看到整體電路的完美行為在頻率超出大約 100 kHz 時會降級。如果輸出不能完全跟隨輸入，自舉的好處將會打折扣。帶 Cin 的 Rin 將帶寬限制在 100 kHz，這是 ADC 跟隨緩衝器的系統抗混疊濾波器的一部分，它還會衰減無線電干擾和不支持的壓擺率。
該電路必須能夠承受任何不受限制的壓擺輸入信號或 ESD，因此 Rin 也用於限制輸入故障電流。電阻有四個串聯段，以便分擔輸入過驅，暫時承受 1 kV 的電壓。根據信號源和預期過載，可以減小輸入電阻。
LTC6240 內部有保護二極管，可將輸入過壓電流引導至 Vp 或 Vm。允許進入 LTC6240 輸入的最大故障電流為 10 mA，但如果有周圍電路可以快速切斷輸入故障，則在短時間內可以增加該電流。該電路的預期應用中存在 SPDT 繼電器 ，當未通電時，其將緩衝器的輸入連接到÷10 網絡。通電後，繼電器直接連接輸入。因此，當未通電時，緩衝器連接到遠大於 10 kΩ的源阻抗，故障電壓和電流降低的幅度與 10 mA 連續額定值相當。應用的輸入範圍為±400 V，故障容差為±1000 V。這隻有在有兩個比較器的情況下才能安全地實現，比較器檢測輸入過壓並快速釋放繼電器。這可以在 1 ms 至 2 ms 內完成，允許 100 mA 瞬態輸入電流，此電流不會熔化 LTC6240 的保護二極管。請注意，D3 至 D6 用於將輸入過載電流引導至 Vhvp 或 Vhvm 電源，該電流此前已通過 LTC6240 導向 Vp 或 Vm。這些電源可能無法吸收過載電流，因為相對於正常供電操作，該電流是向後流動的。我們將依靠足夠大的旁路電容來安全地保持電源電壓，同時等待繼電器開關減壓。對於 100 mA 過載，我們將需要 100μF 電容來使電源在 2 ms 內的電壓變化保持在 2 V 以內。
高壓信號源
當測試實驗室原型時，我意識到我沒有信號發生器來提供任何波形的足夠輸出電壓擺幅以激勵電路。我有可以產生最多±10 V p-p 的各種波形的信號發生器。現在需要設計一個可以清晰地再現大幅度波形的放大器。圖 4 顯示了一個電流反饋放大器(CFA)的高壓分立實現方案。
圖 4. 高壓放大器
CFA（電流反饋型放大器）具有極高的壓擺率，帶寬通常也很寬（單位增益時）。不過因為我們使用的是高壓晶體管，所以帶寬適中。與較低電壓類型相比，高壓晶體管具有更高的寄生電容和更低的 Ft。
這裡有一些事項需要注意。電路本身沒有限流或限制功耗的功能，因此超過 10 mA 的持續大負載電流會燒燬輸出級，甚至可能燒燬更多電路級。此外，最好不要在高壓電源上添加 0.1μF 以上的旁路電容。如果使用大電容，短路會引起
在圖 4 中，ADA4898 運算放大器控制 CFA，使其精度和失真受到控制。CFA 一般具有高直流誤差，高精度建立時間較長。運算放大器解決了這些問題。
CFA 的正輸入為節點 n25，負輸入為 n5（是的，這是輸入）。RFf 和 Rgg 本身將內部 CFA 的增益設置為約 27。這種高增益可以將運算放大器輸出擺幅控制在±2 V。CFA 可以設置為更高增益以進一步減輕控制放大器的負擔，但如此一來，CFA 將損失帶寬，並且失真增加。總增益由 Rf 和 Rg 設置為 20。Ctweak 和 Ctweak2 配合 Rf 工作，從 215 kHz 以上的運算放大器整體反饋中消除 CFA 的相位滯後，從而增強運算放大器的穩定性。
n13 是 CFA 增益節點，由涉及 Q1/Q2/Q20 和 Q11/Q12/Q19 的電流鏡驅動。
Q7/Q8/Q10/Q13 形成輸出緩衝器，作為複合互補射極跟隨器。沒有限流電路——請勿將輸出短接到任何東西！
高壓放大器的 CFA 部分具有 35 MHz 的 -3 dB 帶寬，並且不會自行峰化。整體電路的 -3 dB 帶寬為 33 MHz，但有 8 dB 的峰化。通常，複合放大器設計的第二放大器的帶寬至少是輸入控制放大器帶寬的 3 倍以避免峰化，但我們無法獲得如此有利的比率。至少 8 dB 峰值沒有高 Q 值，並且振鈴會相當快地消失。在峰化頻率以下，目標 100 kHz 信號再現得很好。在 100 kHz 且輸出為 80 V p-p 時，失真 測量值為 -82 dBc；在 100 kHz 以下且輸出為 32 V p-p 時，失真降至 -100 dBc。對於快速邊沿，方波響應具有約 60%的過沖；當輸出壓擺率小於 250 V/μs 時，過沖很小或幾乎沒有過沖。最大壓擺率約為 1900 V/μs。
測量設置
我們面對的是大信號，如何使用普通實驗室設備來測量±40 V 輸出？高壓放大器和高壓緩衝器的輸出都不應超過 10 mA，而且它們也不能
穩定地驅動 40 pF 負載。同軸電纜的電容率為 27 pF/ 英尺，電容量太大。示波器÷10 探針只有大約 15 pF||10MΩ負載，因此耦合到示波器會沒問題。
對於失真測量，我們實驗室的所有音頻分析儀都不能在 100 kHz 時達到 -80 dBc，所以我們必須求助於頻譜分析儀。遺憾的是，頻譜分析儀只有 50Ω輸入，這對我們的驅動電路來說太低。我的解決方案是將阻抗提高到 50Ω（見圖 5）；也就是說，在信號和 50Ω分析儀輸入之間放置一個 5 kΩ分壓電阻，做成一個接近÷100 的分壓器。重要的是，5 kΩ電阻在低頻信號下不會出現熱偏移，因為這些偏移與 VOUT2 相關，會造成偶次諧波。我選擇將 5 個 1 kΩ、2 W 電阻串聯起來製作 Rdivider。2 W 電阻具有約 37°C/W 的熱阻，5 個 1 kΩ電阻具有 7.5°C/W 的熱阻。在其上施加±40 V 正弦波時，功耗為 160 mW，電阻加熱將導致電阻的溫度升高 7.5×0.16 = 1.2°C。電阻偏移大約為 100 ppm /°C，因此在直流時會有 120 ppm 的偏移，或大約 0.01%的非線性誤差及 -80 dBc 的失真。對於我們的測量，這種精度怎麼可能足夠？好消息是分壓器電阻的熱時間常數相當大，我們預計在 100 kHz 週期的中部實際電阻偏移很小。諷刺的是，在較低頻率（可能 1 kHz 及以下）時失真更差。
由於分析儀輸入範圍有限，80 V p-p 信號無論如何都必須衰減，但它仍然太大，無法獲得最佳頻譜分析儀性能。在無輔助的情況下，我們的分析儀只能提供 -80 dBc 失真，這是權衡利弊的結果，否則要麼其噪聲會淹沒諧波，要麼大輸入會造成額外的失真。解決辦法是在分析儀輸入端放置一個 100 kHz 的陷阱來消除基波幅度。當信號少於幾毫伏（僅諧波）時，我們可以實現接近 -120 dBc 的測量範圍。圖 5 顯示了測試設置。
圖 5. 失真測試設置
發生器通過一個低通濾波器（Linput 和 Cinput）驅動 Rterm，濾波器衰減發生器的 100 kHz 諧波。失真由此改善到 -113 dBc，低於要測量的電路。淨化後的信號由高壓放大器提升，並由緩衝器傳遞，緩衝器驅動分壓器。
電感由纏繞在大型線軸（用於功率 E-I 磁芯）上的磁線構成。由於會增加失真，任何類型的磁芯材料都不能使用；必須使用氣繞。只需反覆纏繞和測量。
Ltrap 以磁場方式將諧波輻射到相鄰的鬆散無屏蔽線路（這是我常用的方法），因此我將陷阱元件放在一個帶有接地 BNC 插孔連接的餅乾罐中。我們實驗室中有餅乾罐；我喜歡燒烤鍋，但任何屏蔽鋼質箱都可以。
為了校準，我將兩個放大器替換為直通線，並記錄下二次到四次諧波頻率時從 Rterm 電壓到頻譜分析儀輸入的增益。在失真測試中測量諧波時，我使用所存儲的該頻率對應增益來推斷緩衝器輸出端的諧波成分。我用一個示波器監測緩衝器基頻輸出的幅度，計算歸一化諧波的有效值，然後除以基波幅度，得到整體失真。
結果
使用圖 5 所示設置，頻譜分析儀在 70 V p-p 和 80 V p-p 輸出時的失真為 -81 dBc，在 50 V p-p 和 60 V p-p 輸出時的失真為 -82 dBc，在 16 V p-p 和 32V p-p 輸出時的失真為 -86.5 dBc，頻率均為 100 kHz。
然後測量直流線性度、增益精度和輸入範圍。圖 6 顯示了掃描輸入直流信號時緩衝器的輸入失調。
任何具有有用輸入特性的放大器都可以如上所述進行自舉，從而配合高壓信號工作。超低輸入噪聲或超低失調放大器可以在數百伏下運行。
圖 6. 緩衝器的 VOS 與 VIN 的關係。Rl = 50 kΩ和∞
萬用表難以在±40 V 信號的背景下解析亞微伏變化，但由於這是一個緩衝器，我們可以簡單地將電壓表從輸入連接到輸出以找到偏移量，並使用一個敏感範圍。對於±40 V 輸入，該萬用表的共模抑制小於 1μV（該測試的輸入短路）。
曲線中的擾動是由低頻噪聲（尤其是熱擾動）引起的。有人在附近或空調就能導致氣流和熱變化，致使電路中出現微伏級的塞貝克和熱電偶電壓誤差。我沒有很好的屏蔽室，但我用一些衣服遮住電路以防止氣流影響。即便如此，結果仍有 0.6μV rms 的漂移。
在噪聲中，無負載（綠色）曲線表明增益誤差約為
0.03 ppm。還算不賴。未自舉的 LTC6240 的標稱增益誤差為 5.6 ppm，CMRR 誤差導致的最差情況增益誤差為 100 ppm。當加載 50 kΩ（紫色）時，我們看到增益誤差為 -0.38 ppm。該負載增益誤差相當於 0.02Ω的輸出阻抗。很難知道 0.02Ω來自何方——它可能是負載電流調製 Vp 或 Vm，並通過 LTC6240 內的共模抑制或增益限制過程起作用，或者它可能只是導線和電路板電阻。無論如何，為使增益保持精確，我們可以將 LTC6240 的反饋遠程連接到最終負載，形成一個開爾文連接。
圖 7 顯示了小信號脈衝響應。
圖 7. 小信號脈衝響應
對綠色通道中的振鈴我要表示道歉，這是高壓放大器的輸出。它不是自行振鈴的，原因只是我使用的示波器探針和板對板接地很一般。黃色通道是緩衝器輸出，它是由 Cin + Rin 主導的簡單指數圖像。
圖 8 顯示了大信號脈衝響應，輸入壓擺率為
±32 V/μs——很好很平滑的響應。
圖 8. 對中等輸入壓擺率(±32 V/μs)的大信號響應
圖 9 顯示了緩衝器對過載壓擺率的響應。在 100 kHz 時 80 V p-p 輸出要求峰值壓擺率為±25 V/μs，這在所示的±32 V/μs 能力範圍內。
圖 9. 對過載輸入壓擺率(±130 V/μs)的大信號響應
請注意，輸入濾波器將過載壓擺率限制為緩衝器可以處理的量。紋波是自舉電路無法跟隨輸出壓擺的偽像，這導致壓擺期間輸入裕量反覆過載。減小 Cin 會迫使輸入壓擺率變得更大，自舉電路將無法跟隨，導致波紋更難看。
總結
本文展示了一種讓低壓運算放大器緩衝器有效自舉成高壓緩衝器的方法。我們採用了一款具有出色輸入特性的運算放大器，並進一步提高其性能，使其電壓範圍、增益精度、壓擺率和失真性能均優於原來的運算放大器。
閱讀更多 綠色比心情 的文章
