分時供電全橋Buck型雙輸入直流變換器

光伏、風力、燃料電池等新能源具有清潔、無汙染、儲量豐富等優點，其開發與利用已成為緩解全球能源危機和環境汙染的重要途徑[1]。

然而單一的新能源發電系統容易受到地理環境、氣候等因素影響，存在供電不連續、穩定性較差等缺陷，為提高供電系統穩定性和靈活性，需要採用多種新能源聯合供電的分佈式發電系統[2-3]。

傳統的新能源分佈式發電系統中，光伏電池、風力發電機等新能源發電設備分別通過一個單輸入直流變換器進行功率變換，並將各路直流變換器輸出端串聯或並聯構成公共的直流母線，再級聯一個Buck型逆變器向交流負載供電或併網發電[4-5]。文獻[5]提出了一種具有兩級功率變換的風光互補發電系統，由兩個Buck/Buck-Boost直流變換電路與一個Buck型逆變電路兩級級聯構成，實現了多輸入源最大功率併網，但每一路輸入源都需要單獨控制、電路拓撲復雜、體積龐大、成本較高，其實用性受到很大程度的限制。

為了簡化電路結構，降低體積重量和成本，有必要將多個單輸入直流變換器集成一體化[6-9]。文獻[7]論述了一種Buck/Boost/Buck-Boost多輸入直流變換器型分佈式發電系統，多輸入源以斬波形式串聯連接，該直流變換器具有多輸入源可同時供電、佔空比調節範圍較大等優點，但續流回路存在多個二極管，不易擴展。文獻[8]論述了一種兩級多繞組Buck直流變換器型分佈式發電系統，其中，多繞組Buck型直流變換器中的多輸入源通過多個全橋Buck逆變單元與一個多繞組高頻變壓器連接，該分佈式發電系統具有輸入輸出間及多輸入源間高頻隔離、佔空比調節範圍寬等優點，但變壓器結構複雜、功率器件多、控制複雜。

本文提出了一種分時供電全橋Buck型雙輸入直流變換器，具有電路結構簡潔、功率器件電壓應力低、控制簡單、集成度高、易於擴展等特點。分析研究了其最大功率輸出能量管理控制策略和穩態原理特性，最後通過3 kW的樣機驗證了理論分析的正確性和可行性。

1 電路拓撲

分時供電全橋Buck型雙輸入直流變換器電路拓撲，是由兩個並聯分時選擇支路和一個Buck型直流變換器級聯構成，如圖1所示。其中，每個並聯分時選擇支路是由並聯選擇開關Ss1（Ss2）和反向阻斷二極管Ds1（Ds2）串聯構成的。

分時供電全橋Buck型雙輸入直流變換器將兩路不穩定的輸入源電壓Ui1、Ui2變換成正弦雙半波電壓uL(電流iL)，具有如下特點：(1)兩輸入源共同使用一個Buck型直流變換器，電路拓撲簡潔，屬於單級功率變換；(2)雙輸入選擇開關在一個高頻開關週期內分時工作，兩輸入源分時向負載供電，功率開關器件電壓應力低；(3)負載與輸入源之間高頻電氣隔離，電壓匹配能力強；(4)通過控制選擇開關Ss1、Ss2的佔空比可以實現雙輸入源輸出功率的調節和雙輸入源的優先或充分利用。

2 能量管理控制策略

2.1 最大功率輸出能量管理控制策略

為了充分利用兩路新能源，分時供電全橋Buck型雙輸入DC-DC變換器採用最大功率輸出能量管理SPWM控制策略[9-10]，如圖2所示。其中，ugs_Ss1、ugs_Ss2和ugs_S1-4分別為並聯選擇開關Ss1、Ss2及高頻逆變開關S1-4的驅動信號。

該能量管理SPWM控制策略是間接地通過對正弦雙半波負載電流瞬時值和兩輸入源輸出功率之比的控制來實現兩輸入源的最大功率輸出，主要包括對兩路輸入源的MPPT控制和負載電流的正弦雙半波控制。工作過程如下：(1)分別採樣兩路輸入源的電壓和電流，經MPPT控制算法後得到的輸出值作為電壓外環的參考信號Ui1*和Ui2*，參考信號與採樣信號經PI運算後再與正弦基準信號一起送入乘法器，其輸出分別作為電感電流的給定。圖中的iL1和iL2分別為兩輸入源根據能量管理得到各自需要提供給負載的功率後，在同一個電感電流上體現出來的兩個分量。(2)電感電流反饋值與基準值進行比較及PI運算後得到兩路誤差信號，定義第一路誤差信號為ie1，兩路誤差信號之和為ie2，再分別將ie1與ie2經絕對值電路後與鋸齒波uc交截，所產生的PWM脈衝信號uk1和uk2經邏輯組合電路後得到選擇開關管Ss1和Ss2對應的驅動信號，載波二分頻信號分別和uk2經邏輯與得到逆變橋四個開關管S1~S4的驅動信號。

2.2 雙模式MPPT控制算法

為了能同時實現設計簡單和控制精度高的要求，本文采用開路電壓法和擾動觀察法相結合的雙模式MPPT算法實現光伏電池MPPT控制[11-12]，如圖3所示。

系統啟動前，檢測光伏電池的開路電壓，光伏電池最大功率點的參考值取為0.8倍開路電壓值，提高系統跟蹤速度。此後，在擾動觀察法的作用下，實時檢測電壓電流參數，最終使光伏陣列逐漸穩定在最大功率點附近。雙模式MPPT算法具有跟蹤速度快、控制精度高等特點，兼具開路電壓法和擾動觀察法的優點，能夠有效地實現光伏電池MPPT控制。

3 穩態原理特性分析

分時供電全橋Buck型雙輸入DC-DC變換器在一個高頻開關週期內選擇開關Ss1和Ss2分時導通，兩路輸入源依次供電，共有5種工作模態，如圖4所示。

工作模態1：選擇開關Ss1和阻斷二極管Ds1導通，Ss2和Ds2截止，高頻逆變開關S1和S4導通，輸入源Ui1通過Ui1-Ss1-Ds1-S1-N1-S4迴路流通，高頻變壓器一次繞組電壓為上正下負，為+1態，副邊繞組通過N2-D1-Lf-uL-D4迴路向負載供電，電感電流iLf以(Ui1N2/N1-UL)/Lf的斜率上升。

工作模態2：選擇開關Ss1和阻斷二極管Ds1截止，Ss2和Ds2導通，高頻逆變開關S1和S4導通，輸入源Ui2經Ui2-Ss2-Ds2-S1-N1-S4迴路將輸入電壓加在高頻變壓器原邊繞組兩端，其電壓上正下負，為+1態，副邊繞組通過N2-D1-Lf-ug-D4迴路向負載供電，電感電流iLf以(Ui2N2/N1-UL)/Lf的斜率上升。

工作模態3：選擇開關Ss1、Ss2均截止，副邊整流二極管D1、D2、D3、D4均處於導通狀態，電感電流iLf通過整流二極管構成續流回路，電感電流以-UL/Lf的斜率減小。

工作模態4：選擇開關Ss1和阻斷二極管Ds1導通，Ss2和Ds2截止，高頻逆變開關S2和S3導通，輸入源Ui1通過Ui1-Ss1-Ds1-S2-N2-S3構成的迴路將輸入電壓加在高頻變壓器原邊繞組兩端，其電壓上負下正，為-1態，副邊繞組通過N2-D2-Lf-uL-D3迴路向負載供電，電感電流iLf以(Yi1N2/N1-YL)/Kf的斜率上升。

工作模態5：選擇開關Ss1和阻斷二極管Ds1截止，Ss2和Ds2導通，高頻逆變開關S2和S3導通，輸入源Ui2通過Ui2-Ss2-Ds2-S2-N1-S3迴路流通，高頻變壓器原邊繞組電壓為上負下正，為-1態，副邊整流二極管D2、D3導通，副邊繞組通過N2-D2-Lf-uL-D3迴路向負載供電，電感電流iLf以(Ui2N2/N1-UL)/Lf的斜率上升。

由各模態等效電路可知，在一個高頻開關週期內逆變橋開關管各導通一次，選擇開關Ss1和Ss2在一個高頻開關週期內+1態和-1態階段均導通一次，即在一個開關週期內分別開通和關斷兩次。

4 樣機實驗

設計實例：兩路輸入源均採用瑞佳通可編程直流電源TC.P.16.800.400.PV.HMI模擬供電，額定最大功率點電壓Ui1=288 V、Ui2=250 V，輸出電壓220 V正弦雙半波，負載額定功率P=3 kW，高頻逆變開關頻率fs=30 kHz，高頻變壓器磁芯為Mn-Zn R2KBD型鐵氧體PM74/59、繞組匝比N2:N1=24:17，輸入濾波電容Ci1=Ci2=1.88 mF，濾波電感Lf=1.2 mH，濾波電容Cf=2.2 μF，Ss1-Ss2選用IXFH60N50P3型MOSFET，S1-S4選用IXFH34N50P3型MOSFET，Ds1-Ds2選用DPG30I400HA型快恢復二極管，D1-D4選用DSEI30-06A型快恢復二極管，控制芯片採用TMS320F28069、主頻90 MHz。

設計並研製的3 kVA分時供電全橋Buck型雙輸入直流變換器樣機在帶正弦雙半波電壓源負載、兩輸入源最大功率點處時的實驗波形，如圖5所示。

圖5實驗結果表明：(1)Ss1和Ss2在一個高頻開關週期內分時導通，開關頻率為60 kHz，電壓應力小，如圖5(a)、圖5(b)所示；(2)高頻逆變開關S1~S4在一個高頻開關週期各導通一次，開關頻率為30 kHz，電壓應力為輸入電壓最大值，如圖5(c)、圖5(d)所示；(3)副邊整流二極管端電壓被箝位到電容電壓，如圖5(e)、圖5(f)所示；(4)變壓器副邊繞組電壓uN2正負半周對稱，呈現+1態和-1態，如圖5(e)、圖5(f)所示；(5)輸出正弦雙半波電流質量高且與正弦雙半波電壓同頻同相，波形THD小，如圖5(g)所示。

5 結論

本文所提出分時供電全橋Buck型雙輸入直流變換器電路拓撲，是由兩個並聯分時選擇支路和一個Buck型直流變換器級聯構成的，具有結構簡潔、高頻電氣隔離、單級功率變換、體積重量小、輸出波形質量高、易於擴展等優點。

系統採用最大功率輸出能量管理SPWM控制策略，通過輸入電壓環和SPWM電流瞬時值控制，實現雙輸入源最大功率輸出和輸出電流正弦雙半波的控制。

該直流變換器在一個高頻開關週期內有5個工作模態，並聯選擇開關Ss1和Ss2分時導通，兩路輸入源分時向負載供電，開關器件電壓應力低。

本文設計並研製了3 kVA分時供電全橋Buck型雙輸入直流變換器樣機，具有電路結構簡潔、體積重量小、負載電流質量高等優良性能，驗證了所提出電路拓撲和控制策略的正確性與可行性。

參考文獻

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[3] 江加輝，陳道煉.總線並行CPU分時複用