引言：繼續說說正電源轉負電源的原理，這裡通過仿真得到直觀的結果，供大家查看。
上次對開關電容式專用芯片轉換原理做了比較詳細的介紹，由於時間關係，對分立元器件搭建的開關電容式原理只是做了簡單的介紹，這次我們通過利用Saber仿真來理解電路原理。
首先我們給出下面電路圖，如下圖是利用Saber仿真軟件繪製的電路；
電路主要組成部分：
①脈衝源，即一定頻率的方波振盪器，這裡我們選擇頻率20kHz，佔空比D=50%的方波信號源，Saber設置（週期"period"，有效脈衝寬度"width"，幅值"pulse"）
②直流電源，這裡我們選擇正15V
③推輓開關電路，承擔電源變換，主要器件有NPN三極管Q1、PNP三極管Q2、無源二極管開關D1和D2以及變換儲能電容C1和C2
二極管D1和D2選擇壓降較低的肖特基為宜。
④假負載，阻性負載r3（實際電路中，根據情況選電阻大小）
仿真結果：如下圖所示，中間"中間轉換電容"即能量中轉站，使用差分探頭測試
工作過程：驅動源在"高電平"情況下，開關管Q1導通，Q2截止，直流供電電源給中間轉換電容C1充電；當驅動源為低電平時，開關管Q2導通，Q1截止，C1的電能通過Q2轉入輸出電容C2。如下波形圖是在開啟1ms內的情況，中轉電容C1電壓逐漸上升，輸出電容電壓逐漸向反方向上升，出現負壓給負載供電。
隨著時間的推移，中轉電容C1和負載電容C2電壓逐漸到達穩態，波形如下：
最終穩態下，中轉電容C1兩端的電壓約為+4.26V（波形座標查看），輸出電容C2兩端電壓約為-3.63V（波形圖中查看）。
結果分析：
上述，我們驅動源幅值是5V，直流電源是15V，為何得到輸出電壓Vout只有-3.63V呢？我們得到一個既小於5V更是小於15V的輸出電壓。
①為什麼C1電壓是4.26V？如下圖，中轉電容C1充電，Q1要導通，基極電壓必須要大於開通閾值，對於鍺管VBE≥0.3V，無源二極管開關D1選擇肖特基，正向導通壓降VF≈0.3左右，所以中轉電容C1上的電壓是由驅動源幅值決定的，因為至少要保證Q1導通，所以C1的電壓是5V-VBE-VF≈4.26V。
②為什麼輸出電壓是-3.63V？，如下圖，當驅動源為低電平時，Q2導通，所以要給輸出電容C2充電，必須除去Q2的飽和壓降VCE和D2的正向導通壓降，所以Vout≈-（4.26V-VCE-VF）≈-3.63V，這裡由於Q1和Q2開關轉換，直流源給C1充電，C1作為一個單獨的電源，給C2電容洩放電荷，由於C2正向正好是系統參考地，電位為"零"，從如圖Vout引出的電壓到參考地"gnd"剛好為負。
改進直流供電：
上面電路直流電源是15V，當用5V作為驅動源是不合理的，因為每當開關開通，15V直流電源給C1充電至4.26V，剩餘電壓大部分降落在開關管Q1上面，Q1其實工作在了線性區而不是飽和區，這樣導致Q1稱為一個電阻，發熱嚴重。根據上述結果分析，直流電源我們就選5V，這樣對於Q1來說，多數時間工作接近飽和區，電源整體效率也會高一些，所以驅動源和直流供電幅值相等才是比較合理的。
如下圖是將直流電源改為5V的仿真原理圖：
看下面放在同一個座標下的的波形：
局部放大波形，可以看出5V直流供電得到的輸出負壓和上面直流供電15V得到的負壓接近相等，並且輸出電壓更容易達到穩態。
總結：
①上述電路採用開關電容式轉換原理得到負壓；
②輸出負壓大小由驅動源決定，一般情況下選擇驅動源和直流供電的幅值相等，避免開關管工作在線性區而產生額外損耗；
③選擇無源開關二極管時儘量選擇肖特基二極管，避免輸出電壓幅值的更大損失；
④選擇驅動電阻"r1"，為了開關速度的要求以及開關管工作狀態的原因，應不宜過大，選擇10ohm---22ohms即可，儘量讓NPN三極管工作在飽和區。
⑤上述電路，對於5V直流供電和5V驅動得到的負壓，一般會低於5V，對於運放採樣接近0V的信號，供個小負壓電源，使得運放在0V附近的線性度更好，採樣會更加準確；或者對霍爾供電也可以。
⑥如果採用上面電路要得到更高電壓的負電源，我們的辦法就是提高驅動源的幅值，對應提高直流供電電源幅值。驅動源可以採用"無穩態"觸發電路（如CD40106、CD4093等帶有"非"邏輯的芯片均可實現"無穩態"振盪器）或者由單片機或者DSP等控制芯片給一個一定頻率的方波即可。
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