一文了解EMI！

1、EMI 常識

在開關電源中，功率器件高頻開通、關斷操作導致電流和電壓的快速的變化是產生EMI的主要原因。

在電路中的電感及寄生電感中快速的電流變化產生磁場從而產生較高的電壓尖峰：

VL = LS · diL /dt

在電路中的電容及寄生電容中快速的電壓變化產生電場從而產生較高的電流尖峰：

iC = C · duc /dt

圖1：MOSFET電壓和電流波形

磁場和電場的噪聲與變化的電壓和電流及耦合通道如寄生的電感和電容直接相關。直觀的理解，減小電壓變化率du/dt和電流變化率di/dt及減小相應的雜散電感和電容值可以減小由於上述磁場和電場產生的噪聲，從而減小EMI干擾。

1.1 減小電壓變化率du/dt和電流變化率di/dt

減小電壓變化率du/dt和電流變化率di/dt可以通過以下的方法來實現：改變柵極的電阻值和增加緩衝吸引電路，如圖2和圖3所示。增加柵極的電阻值可以降低開通時功率器件的電壓變化率。

圖2：柵極驅動電路

圖3中，基本的RCD箝位電路用於抑止由於變壓器的初級漏感在開關管關斷過程中產生的電壓尖峰。L1、L2和L3可以降低高頻的電流的變化率。L1和L2只對特定的頻帶起作用。L3對於工作於CCM模式才有效。

R1/C1，R2/C2，R3/C3，R4/C4和C5可以降低相應的功率器件兩端的高頻電壓的變化率。

所有的這些緩衝吸引電路都需要消耗一定功率，產生附加的功率損耗，降低系統的效率；同時也增加元件的數目和PCB的尺寸及系統的成本，因此要根據實際的需要選擇使用。

圖3：緩衝吸引電路

1.2 減小寄生的電感和電容值

開關器件是噪聲源之一，其內部引線的雜散電感及寄生電容也是噪聲耦合的通道，寄生電容包括漏源極電容和柵漏極的Miller電容，但是由於這些參數是器件固有的特性，電子設計和應用工程師無法對它們進行完全的抑制。減小開關管所在迴路的尺寸並用寬的PCB 銅箔，可以最大限度地減小寄生電感。

變壓器是另外一個噪聲源，而初級次級的漏感及初級的層間電容、次級的層間電容、初級和次級之間的耦合電容則是噪聲的通道。初級或次級的層間電容可以通過減小繞組的層數來降低，增大變壓器骨架窗口的寬度可在減小繞組的層數。分離的繞組如初級採用三明治繞法可以減小初級的漏感，但由於增大了初級和次級的接觸面積，因而增大了初級和次級的耦合電容。採用銅皮的Faraday屏蔽可以減小初級與次級間的耦合電容。Faraday屏蔽層繞在初級與次級之間，並且要接到初級或次級的靜點如初級地和次級地。Faraday屏蔽層使初級和次級的耦合係數降低，從而增加了漏感。

2、傳導干擾

2.1 LISN

EMI測試由傳導干擾CE和輻射干擾RE組成，這兩種噪聲分開的檢測和評價。對於不同的應用，不同的地區和國家都有相應的標準，這些標準對於頻段的寬度和限制值都作了十分明確的定義。例如對於手機充電器屬於FCC15/EN55022

CLASS B，傳導干擾測量的頻率範圍為0.15MHz到30MHz，輻射干擾測量的頻率範圍為30MHz到1GHz，具體的內容可以參考相關的標準FCC，CIRPR和EN等。

傳導干擾指在輸入和輸出線上流過的干擾噪聲，測試的方法見圖4所示。待測試的設備EUT通過阻抗匹配網絡LISN（或人工電源網絡）連接到乾淨的交流電源上。

圖4：LISN及EUT測試

LISN的作用如下：

① 隔離待測試的設備EUT和交流輸入電源，濾除由輸入電源線引入的噪聲及干擾。

② EUT產生的干擾噪聲依次通過LISN內部的高通濾波器和50Ω電阻，在50 Ω電阻上得到相應的信號值送到接收機進行分析。

由圖4可見：EUT放置在絕緣的測試臺上，測試臺下部裝有接地良好的鐵板，測試臺及鐵板的尺寸和安裝都在特定的規定。

傳導干擾來源於差模電流噪聲和共模電流噪聲，這兩種類型的噪聲干擾見圖5所示，Y電容直接和傳導干擾相關。

圖5：差模電流和共模電流

差模電流在兩根輸入電源線間反方向流動，兩者相互構成電流回路，即一根作為差模電流的源線，一根作為差模電流的回線。共模電流在兩根輸入電源線上同方向流動，它們分別與大地構成電流回路，即同時作為共模電流的源線或回線。

理論上1MHz以內主要是差模干擾，增大 X 電容就可以濾除差模干擾。5MHz以上主要是共摸干擾，可以通過以下方式濾除共摸干擾：

① 輸入或輸出加共模電感。

② 加大對地Y電容，改變Y電容的連接方式。

③ 調整輸出的動點和靜點位置。

④ 變壓器外面包銅皮，內部加銅皮屏蔽層。

⑤ 變壓器輸出端和它連接的二極管或次極同步整流管之間串聯小磁珠。

⑥ 輸出整流二極管或次極同步整流管加吸收電路。

1MHz-5MHz同時存在著差模、共模干擾，而且後面還會分析，差模和共摸干擾可以相互轉化，因此在很多的系統中，非常難嚴格的區分差模、共模干擾，採用輸入端並接更多電容並不能有效的完全濾除差摸干擾去分析干擾超標的差模和共模類型。

2.2 變壓器模型

變壓器包含寄生電容的模型見圖6所示。

① Cp： 初級繞組的層間電容。

② Coe：輸出線到大地的電容。

③ Cme：磁芯到大地的電容。

④ Ca：最外層繞組到磁芯的電容。

⑤ Ct：輔助繞組到次級繞組的電容。

⑥ Cs：初級繞組到次級繞組的電容.

⑦ Cm：最內層初級繞組到磁芯的電容。

圖6：變壓器寄生電容

2.3 差模電流

差模電流噪聲主要由功率開關器件的高頻開關電流產生。

（1）功率器件開通

功率器件在開通的瞬間，存在著電流的尖峰，如圖7所示。

圖7：開通電流尖峰

開通電流尖峰由三部分組成：

① 變壓器初級繞組的層間電容充電電流。

② MOSFET漏源極電容的放電電流。

③ 工作在CCM模式的輸出二極管的反向恢復電流。

開通電流尖峰不能通過輸入濾波的直流電解電容旁路，因為輸入濾波的直流電解電容有等效的串聯電感ESL和電阻ESR，這樣就產生的差模電流在電源的兩根輸入線間流動。MOSFET漏源極的電容的放電電流對差模電流噪聲無影響，但會產生輻射干擾。

圖8：功率器件開通瞬間的差模電流

功率器件開通瞬間形成的差模電流為IDM為：

IDM = ICp + n·IR - ICin

對於變壓器而言，初級繞組兩端所加的電壓高，初級繞組的層數少，層間的電容越少，然而在很多應用中由於骨架窗口寬度的限制併為了保證合適的飽和電流，初級繞組通常用多層結構。本設計針對四層的初級繞組結構進行討論。

圖9：開關管開通時初級繞組層間電流方向

對於常規的四層初級繞組結構，在開關管開通和關斷的過程中層間的電流向同一個方向流動。在圖9中，在開關管開通時，源極接到初級的地，B點電壓為0，A點電壓為Vin，基於電壓的變化方向，初級繞組層間電容中電流流動方向向下，累積形成的差模電流值大。

（2）功率器件關斷

在功率器件關斷瞬間，MOSFET漏源極電容的充電，變壓器初級繞組的層間電容放電，這兩部分電流也會形成差模電流，如圖10所示。

圖10：功率器件關斷瞬間的差模電流

功率器件關斷瞬間形成的差模電流為IDM為：

IDM = ICds + Ig - ICp - ICin

圖11：開關管關斷時初級繞組層間電流方向

同樣基於電壓的變化方向，初級繞組層間電容中的電流流動方向向上，累積形成的差模電流值大。

（3）功率開關工作於開關狀態

功率開關工作於開關狀態，開關電流（開關頻率）的高次諧波也會因為輸入濾波的直流電解電容的ESL和ESR形成差模電流。

圖12：開關電流形成的差模電流

差模電流可以通過差模濾波器濾除，差模濾波器為由電感和電容組成的二階低通濾波器。從PCB設計而言，儘量減小高的di/dt的環路並採用寬的佈線有利於減小差模干擾。

由於濾波器的電感有雜散的電容，對於高頻的干擾噪聲可以由雜散電容旁路，使濾波器不能起到有效的作用。用幾個電解電容並聯可以減小ESL和ESR，在小功率的充電器中由於成本的壓力不會用X電容，因此在交流整流後要加一級LC濾波器，如圖13所示。

圖13：差模濾波器

如果對變壓器的結構進行改進，如圖14和15所示，通過補償的方式可以減小差模電流。初級繞組的熱點應該埋在變壓器的最內層，外層的繞組起到屏蔽的作用。

同樣的基於電壓的變化方向，可以得到初級繞組層間電容的電流流動的方向，由圖14和15所示可以看到，部分的層間電流由於方向相反可以相互的抵消，從而得到補償。

圖14：新結構開關管開通時初級繞組層間電流流動方向

圖15：新結構開關管關斷時初級繞組層間電流流動方向

2.4 共模電流

共模電流在輸入及輸出線與大地間流動，其產生主要是功率器件高頻工作時產生的電壓的瞬態的變化。共模電流的產生主要有下面幾部分：

① 通過MOSFET源級到大地的電容Cde。

② 通過Cm和Cme產生共模電流。

③ 通過Ca和Cme產生共模電流。

④ 通過Ct和Coe產生共模電流。

⑤ 通過Cs和Coe產生共模電流。

對於電容Cde，如果改進IC的設計如對於單芯片電源芯片，將MOSFET源極連接到芯片基體用於散熱而不是用漏極進行散熱，這樣可以減小漏極對大地的寄生電容。PCB佈線時減小漏極區銅皮的面積可減小漏極對大地的寄生電容，但要注意保證芯片的溫度滿足設計的要求。

通過Cs和Coe產生共模電流部分在總的共模電流中佔主導作用。減小漏極電壓的變化幅值及變化率可減小共模電流，如降低反射電壓，加大漏源極電容，但這樣會使MOSFET承受大的電流應力，其溫度將增加，同時加大漏源極電容產生更大的磁場發射。

圖16：共模電流產生

圖17：Y電容作用

電壓如果系統加了Y電容，由圖17所示, 通過Cs的大部分的共模電流被Y 電容旁路返回到初級的地，因為Y電容的值大於Coe。Y電容必須直接並用儘量短的直線連接到初級和次級的冷點。作為一個規則，如果開通葉MOSFET的dV/dt大於關斷時的值，Y電容連接到初級的地。反之連接到Vin。

電壓沒有變化的點稱為靜點或冷點，電壓變化的點稱為動點或熱點。初級的地和Vin都是冷點，對於輔助繞組和輸出繞組，冷點可以通過二極管的位置進行調整。圖18中，A、B和Vin為冷點，E、D、和C為熱點；而圖19中，A、Vcc、Vin和Vo為冷點，D、F和G為熱點。

圖18：冷點位置

圖19：改變二極管後冷點位置

去除Y電容無法有效的旁路共模電流，導到共模電流噪聲過大，無法通過測試標準，設計的方法是改進變壓器的結構。一般的法加利屏蔽方法不能使設備在無Y電容的情況下通過EMI的測試。由於MOSFET的漏極端的電壓變化幅值大，主要針對這個部位進行設計。

電流及電壓的變化是產生差模及共模電流的主要原因，也是影響EMI的最主要的原因，特別是電壓變化，寄生電容是其流動的通道。

前面提到Cm和Cme及Cme和Ca也會產生共模電流，初級層間電容的電流一部分形成差模電流，有一部分也會形成共模電流，這也表明差模和共模電流可以相互的轉換。

如果按圖20結構安排冷點（藍色點）和繞組，在沒有Y電容時基於電壓改變的方向可以得到初級繞組與次級繞組以及輔助繞組和次級繞組層間電容的電流的流動方向，初級繞組和輔助繞組的電流都流入次級繞組中。

圖20：初級與次級繞組及輔助和次級繞組共模電流

圖21：調整冷點後初級與次級繞組及輔助和次級繞組共模電流

調整冷點後如圖21所示，可以看到初級繞組與次級繞組及輔助繞組和次級繞組層間電容的電流的流動方向相同，可以相互抵消一部分流入次級繞組的共模電流，從而減小總體的共模電流的大小。

輔助繞組和次級繞組的整流二極管放置在下端，從而改變電壓變化的方向，同時注意冷點要儘量的靠近，這樣因為兩者間沒有電壓的變化，所以不會產生共模電流。

進一步如果在內層及初級繞組和次級繞組間放置銅皮，銅皮的寬度小於或等於初級繞組的寬度，銅皮的中點由導線引線到冷點，如圖22所示，由於銅皮為冷點，與其接觸的繞組和銅皮間電壓的擺率降低，從而減小共模電流，同時將共模電流由銅皮旁路引入到冷點。注意銅皮的搭接處不能短路，用絕緣膠帶隔開，內外層銅皮的方向要一致。

圖22：銅皮的補償

輔助繞組和次級繞組的共模電流可以由以下方法補償：

① 加輔助屏蔽繞組

輔助屏蔽繞組繞制方向與次級繞組繞制方向保持一致，輔助屏蔽繞組與次級繞組的同名端連接到一起並連接到冷點，輔助屏蔽繞組的另一端浮空。由於它們的電壓變化的方向相同，所以兩者間沒有電流流動。

② 加外層的輔助屏蔽銅皮

輔助屏蔽銅皮的中點連接到到輔助繞組的中點。同樣，基於電壓的變化方向分析電流的流動方向，可以看到，兩者之間的電流形成環流，相互補償抵消，從而降低共模電流。

圖23：輔助屏蔽銅皮

3、EMI 輻射干擾

3.1 電場和磁場發射

輻射干擾的測試在專門的屏蔽室中進行，待測試的設備放在轉檯上，天線分別放在水平和垂直的位置上下移動掃描，檢測到信號送到接收機進行分析。

圖24：輻射干擾測試

輻射干擾的測試包括電場發射和磁場發射，電場發射由du/dt產生，磁場發射由di/dt產生。空間電容是電場發射的通道，共模電流可以產生相當大的電場發射。

圖25：電場發射

初級繞組電壓變化的幅值大，對於電場發射起主導作用。磁芯也是一個電場發射源。在系統的PCB底層鋪銅皮或額處加一塊銅皮或單面板，可以有效的減小電場發射和共模電流，這也是多層PCB板的設計中經常將第二層作為完整的地層的原因。

圖26: 減小電場發射

高di/dt 的環路通過環路的寄生電感產生磁場發射，次級側的電流變化幅值大，對於磁場發射的起主導作用。磁場發射形成的方向見圖27所示，方向符合右手定則。

高di/dt環路的寄生電感隨環路面積增大而增大，因此磁場發射對於PCB的設計非常關鍵。次級側的電流環面積要儘量的小，佈線要儘量的短粗。

圖27: 磁場發射

變壓器的雜散磁場也是一個磁場發射源，其主要由變壓器的氣隙產生。E型磁芯在兩側開氣隙時雜散磁場大，在中心柱開氣隙時雜散的磁場小。在變壓器的最外面包裹銅皮，銅皮兩端短接，用導線連接到冷點，可以減小雜散的磁場。因為雜散磁場在銅皮中產生渦流，渦流反過來產生磁場阻礙變壓器雜散磁通的外洩。輸出棒狀及鼓狀的差模電感如同一個天線產生大的磁場發射。使用前述的相關的緩衝吸引電路可以減小相應的磁場發射。

圖28：輸出線發射

手機充電器要帶長的輸出線1.8m進行測試，長的輸出導線也如同一個天線，並將共模電流放大，從而形成較大的共模電場輻射，這種輻射只有通過上面變壓器的結構進行抑止，在沒有頻率拌動或頻率調製的系統中還得加輸出共模電感，才能有效的減小在40~60M間的電場發射。

通常40-60MHz干擾由功率 MOSFET的快速開通和關斷產生，特別是次級同步整流管的關斷，對這個頻率段EMI影響非常大。有些資料認為可以用增大 MOSFET的柵極驅動電阻可以進行抑止，事實上很多時候這個方法並不有效，比較有效的方法是並接RC緩衝吸收電路，並且吸收電容C要足夠大，將dV/dt降到一定的值如2V/ns以下，才可以保證系統EMI有足夠的裕量，吸收電阻R的值將影響系統的效率和電壓尖峰。

80-150MHz干擾與輸出整流二極管的反向恢復特性或次級同步整流管的關斷特性相關，在輸出整流二極管或次級同步整流管的漏極串聯具有特徵阻抗的小磁珠，可以有效的抑止這個頻段的干擾。當然有些客戶不太喜歡採用這種方案，那麼就要採用其它的方法或對器件本身進行優化。

3.2 共模電感設計

共模電感的兩個繞組分別與輸出的二根線串聯，當輸出電流在每個繞組流過時它們在磁芯中形成的磁通方向是相反的，可以相互的抵消，平衡的條件下磁芯中的磁通為0，因此共模電感不會因為輸出的負載電流產生飽和。當同方向的共模電流在兩個繞組中流過時，其在磁芯中形成的磁通方向是相同，阻抗增加，從而衰減共模電流信號。

圖29: 共模電感

設計過程：

① 選擇磁芯材料

鐵氧體是一個較好的具有成本優勢的材料。

② 設定電感的阻抗

對於一個給定的要求衰減的頻率，定義此頻率下共模電感的感抗為50~100Ω，即至少50%的衰減，因此有：

Z = w·L

對於輸入交流的共模電感，設計時還要考慮到電感對於輸入50Hz信號必須是幾乎沒有衰減的全部通過。

③ 選擇磁芯的形狀的和尺寸

成本低漏感小的環形磁芯非常適合於共模電感，但是這種形狀不容易實現機械化繞制，一般用手工繞制。磁環尺寸的大小選取有一定的隨意性，通常基於PCB的尺寸選取合適的磁芯。為了減小共模電感的寄生電容，共模電感通常只用單層的線圈。若單層繞制時磁芯無法容納所有的線圈，則選用大一號尺寸的磁環。當然也可以基於磁芯的數據手冊由LI的乘積選取。

④ 計算線圈的匝數

由磁芯的電感係數AL計算共模電感的圈數：

N = （L /AL）^0.5

⑤ 計算導線的線徑

導線允許通過的電流密度選取為：400~800A/cm²，由此可以得到要求的線徑。

3.3 頻抖Jitter和頻率調製

事實上噪聲是基於特定的頻帶和步長（傳導是9KHz）來檢測的，當開關頻率固定時，基於開關頻率的電流變化和電壓變化的高頻高次諧波如2次，3次，4次，…… 會在一個特定的頻率點處疊加，這樣以此頻率點為中心的一個窄帶內噪聲的值就較高。

芯片有頻抖和頻率調製時，開關的頻率不是固定的而是在一定的範圍內變化，頻率變化的範圍通常以名義的開關頻率為中心上下變化不大於4KHz，以免影響到系統的正常工作。如基頻即工作頻率變化範圍為±4KHz，則2次諧波頻率變化的範圍為±8KHz，3次諧波頻率變化的範圍為±12KHz ……，這樣對於一個特定的頻率點噪聲在更寬的頻帶內分佈，因此噪聲的值降低。頻率越高，特定的頻率點頻帶分佈越大，噪聲值也就越低。頻抖和頻率調製的原理見圖28所示。

從圖31至圖34可以看到：沒有頻抖和頻率調製時諧波分佈窄，噪聲值在諧波頻率點處較高。有頻抖和頻率調製時，諧波值平滑而且較小，從圖31至圖34還可以看出：頻抖和頻率調製對準峰值降低不大，而對平均值降低十分時顯。在測試RE時，由於頻抖和頻率調製的作用，即使從波形看某一頻點似乎沒有餘量，但接收機在讀點時很難抓取到幅值最大點，因此讀點時讀取值仍有範圍內有一定餘量。

圖30：頻抖和頻率調製原理

圖31：傳導測試無頻抖和頻率調製準峰值和平均值

圖32：傳導測試有頻抖和頻率調製準峰值和平均值

圖33：輻射測試無頻抖和頻率調製水平和垂直值

圖34：輻射測試有頻抖和頻率調製水平和垂直值

EMI的傳導和輻射的標準是使用準峰值和平均值，在實際測量過程中由於準峰值的測量速度慢非常耗時間，所以通常使用峰值和平均值來測量。如果峰值低於準峰值標準6dB或7dB以上，那麼認為測試通過；如果峰值和準峰值標準的差值不到6dB或7dB，那麼就通過讀點的方法測量實際的準峰值，檢查是否可以通過測量標準。

3.4 浮空電壓波形

測量變壓器初級和次級靜點的電壓波形及變壓器磁芯的電壓波形可以為EMI的傳導測試提供一些參考。常規結構的變壓器的初級和次級靜點電壓波形的幅值為10V並且可以明顯的看到基於開關頻率的開關波形。新的結構的變壓器的初級和次級靜點電壓波形的幅值為5V，基於開關頻率的開關波形不是很明顯。

常規結構的變壓器的磁芯電壓波形的幅值為18V並且可以明顯的看到基於開關頻率的開關波形。新的結構的變壓器的磁芯電壓波形的幅值為5V，基於開關頻率的開關波形不是很明顯。

（a）常規結構 （b）新的結構

圖35：初級和次級靜點電壓波形

（電壓：5V/格, 時間：4us/格)

（a）常規結構 （b）新的結構

圖36：磁芯電壓波形

（電壓：5V/格, 時間：4us/格)

附錄

1、本設計採用變壓器結構，芯片沒有頻抖和頻率調製功能，芯片需要輔助繞組供電

① 內層銅皮屏蔽層，銅皮寬度小於初級繞組寬度，中點引線接到Vin。

② 二層初級繞組。繞制要儘量的平齊，不要漏圈和錯圈。另外二層初級繞組。繞制要儘量的平齊，不要漏圈和錯圈。如此繞制漏極所接的初級端埋在內部。

③ 第二層銅皮屏蔽層，銅皮寬度小於初級繞組寬度，中點引線接到Vin。

④ 次級繞組。

⑤ 輔助屏蔽繞組，起點接Vcc，另一端浮空，與輔助繞組同方向同圈數繞制。

⑥ 輔助繞組。

擋牆僅繞在初級側，次級側不用擋牆。初級、屏蔽和輔助繞組緊靠靠骨架窗口初級側對齊繞制，次級繞組緊靠窗口次級側對齊繞制，兩者錯開減小寄生電容。次級繞組與輔助屏蔽繞組及屏蔽銅皮層至少加二層絕緣膠帶。

2、PI 無Y電容的變壓器結構

① 芯片有頻抖功能，芯片可以不需要輔助繞組供電。

② 變壓器最外面裹銅皮，銅皮兩端短接並引線到初級的地。

圖附1：腳管和繞組安排

其中：實心黑點圈為繞制時的起點，空心點為骨架換方向後繞制時的起點。具體的各繞組的在骨架內的分佈如下圖所示。

圖附2：PI變壓器的結構

3、餘量更大變壓器結構，芯片沒有頻抖和頻率調製功能，芯片需要輔助繞組供電

① 內層屏蔽繞組，與初級同線徑同單層圈數，且和最內層初級同方向繞制，繞制起點接初級的地，另一端浮空。

② 四層初級繞組。繞制要儘量的平齊，不要漏圈和錯圈。

③ 第二層屏蔽繞組，與初級同方向繞制，起點接初級的母線電壓點。

④ 銅皮屏蔽層，銅皮寬度小於初級繞組寬度，中點引線接到初級地。

⑤ 輔助繞組。

⑥ 次級繞組。

擋牆僅繞在初級側，次級側不用擋牆。初級、屏蔽和輔助繞組緊靠靠骨架窗口初級側對齊繞制，次級繞組緊靠窗口次級側對齊繞制，兩者錯開減小寄生電容，次級繞組與輔助繞組間至少加三層絕緣膠帶。