射頻功率放大器遇到的典型問題的介紹
眾所周知，現代無線標準中的平均功率具有廣泛的動態範圍。 此外，特定調製信號的包絡擺幅與瞬時功率範圍相關聯，功率放大器必須能夠根據嚴格的頻譜和EVM要求以及天線失配條件有效地工作。 本文簡要總結了PA設計目前所面臨的諸多挑戰以及克服效率/線性權衡所採用傳統PA拓撲架構。
基站專用的效率提升的PA架構
- Outphasing功率放大器
基於超相位（反相）功率放大器的結構(也稱為LINC 體系結構)有時用於實現用於基站中的高效率PA。 其基本原理是將幅度信號和相位調製信號S(T)轉換為兩個只相位調製信號S+ (t)和S– (t)，數學方程如下：
式中：
上面的方程中Amax是最大電壓擺幅：
即幅度信息轉換為相位信息 這種變換的幾何圖如下圖1所示。 作為超相位（反相位）信號S+ (t)和S– (t)不攜帶任何幅度信息，通過開關類拓撲(D類、E類或F類)，使得高效率放大RF信號很容易成為可能。 事實上，這些PA拓撲是最大限度地提高功率附加效率(PAE)或漏極/集電極效率（η）的最合適的PA候選架構，重要的效率數據定義如下：
上式中POUT和PIN 分別表示的是RF信號的輸入輸出功率，而PDC表示的是消耗的直流功率；
圖1 信號的反相（outphasing）分離說明圖
在輸出級，S+ (t)和S– (t)的加性組合消除了正交分量E(T)，並還原了原始的幅度調製信號。 總體架構如圖下圖2所示
圖2 Outphasing放大器架構
在功率放大器之前，研究人員為信號分離元件提出了幾種片上拓撲架構。 它們的設計需要特別小心，因為微小的相位不平衡會導致嚴重的信號失真。 輸出合路器是也是整個outphasing體系結構中的一個關鍵單元。 傳統的何璐拓撲是Chireix合路器(可以參見Chireix於1935發表的文獻)。 它具有低損耗和高效率的特點，但是會增加失真。 這是由於從一個PA到另一個PA這件的低隔離導致在合路器端口上會出現時變阻抗和額外的相移。 因此，有時需要增加一些相位預失真的處理機制。 另一種具有功率循環回收功能的混合合路器也被研究人員提出，出發點是以較低餓效率損失為代價來規避線性問題。
合路器很難集成在硅芯片上，因此通常被放在片外。 這使得LINC體系架構在2GHz以內工作時效率低下。 在基站PA的設計中LINC通常被考慮，但是很少用在蜂窩手機的設計中。
Doherty PA架構
傳統的Doherty原理從根本上是基於主動負載遷移技術active load-pull(Doherly1936發表)。 線性放大器和弱偏“輔助”放大器通過四分之一波線進行相干合成，其特徵阻抗是負載的兩倍，如圖3所示。
圖3 Doherty放大器架構
在低功率水平下，輔助放大器幾乎被關閉，對輸出信號的貢獻很小。 其輸出阻抗足夠高，可視為開路。 此時AB類線性（或載波）放大器負責放大；功率附加效率隨功率的增加而迅速增加。 線性放大器超過功率門限開始飽和，輔助放大器部分開始逐漸偏置，從而提高了該體系結構的輸出功率能力。 然後，效率保持在一個高水平，並且沒有過度失真。 事實上，輔助放大器激活產生的非線性可以通過用線性載波放大器的適當補償來克服。 場效應晶體管器件的情況尤其如此，以後我們將會對此給出一些解釋。
傳統的Doherty限制之一在於其工作的功率增益相對較低，功率範圍較低(6dB)。 一些研究證明了具有以更高的複雜性為代價擴大這一範圍的可行性， 以一種類似超相（Outphasing）架構的方式與，Doherty原理上要求使用四分之一波長線，由於減小芯片die的面積的目的，在2GHz以內應用時它一般不能集成在硅芯片上。 因此，Doherty通常也不被認為是手機發射機的好候選候選方案。 有研究人員提出了一種類似Doherty的採用集總單元的Doherty架構，但仍需消耗芯片die的面積。
