09.26 200 W全數字開關電源設計

目前，AC/DC變換器主要用於計算機適配器、服務器和電信系統的各領域，這就要求AC/DC變換器在整個負載工作範圍內以及通用電源輸入電壓範圍內具有高效率、高密度、高可靠性、尺寸小以及低系統成本等特點

隨著新技術的發展，新的數字化方法可以實現使用微控制器來控制PFC和DC-DC變換器^[2]。本文基於新的數字控制方法，介紹了一種功率200 W的開關電源設計，該開關電源採用STM32F334微控制器進行。電源系統由 STM32F051K8控制的輸入無橋功率因數校正器和由STM32F334微控制器控制的半橋LLC諧振變換器兩部分組成。

1 整體方案設計

數字開關電源的整體設計方案如圖1所示。從左到右，分別是輸入端、EMI濾波器、無橋PFC、半橋LCC、輸出端和控制電路。在標準AC-DC轉換器設計中，EMI濾波器都是連接到二極管橋式整流器的輸入端，然後二極管橋式整流器輸出端連接到PFC級的輸入端。然而，本文200 W AC-DC採用的是無橋PFC拓撲，這種拓撲是通過去掉二極管橋式整流器，從而使系統具有更低的傳導損耗和更高效率的優點。該拓撲還具有相對於標準PFC能減少組件數量的優點。

該方案使用用於總線電壓調節的外部電壓回路和用於根據正弦波形成電流的內部控制迴路來控制輸入級。採用外環來調節電流基準，以便使總線電壓保持穩定。輸出端隔離和功率級採用半橋LLC拓撲結構實現，該拓撲結構控制方式是採用恆定佔空比和可變頻率控制。半橋LLC使用高頻變壓器執行電壓降壓，同時設置了變壓器初級到次級的匝數比，以在整個工作範圍內保持良好的效率和調節。變壓器初級側提供有源開關產生的方波電壓。在次級側，該電壓波形被二極管整流，然後由輸出濾波器過濾輸出直流。在初級側，由於半橋開關管實現了零電壓開關（ZVS），導致開關損耗降低。

該系統由STM32產品系列的兩個微控制器控制。在初級側，STM32F051通過採樣PFC兩個MOSFET的電流，母線輸入交流電壓和PFC輸出總線電壓來控制無橋PFC。通過STM32F051產生兩個控制信號PWM1和PWM2，以驅動無橋PFC的兩個開關管關斷狀態。在功率級由一個STM32F334C8微控制器對LLC拓撲的輸出電壓進行採樣，調整LLC半橋控制信號的頻率，以確保在整個負載範圍內電源能穩定工作。此外，兩個微控制器通過雙向串行通信方式交換有關輸入和輸出功率級狀態的信息。功率級和控制級均採用離線反激電路，反激電路為微控制器、柵極驅動IC和信號調理電路提供合適的穩壓電壓。

該數字電源在通用交流輸入電壓90 V～265 V下，產生48 V穩壓輸出。該裝置的連續額定功率為200 W，中間高壓直流母線通過PFC調節為396 V。LLC電路通過高頻變壓器將高直流電壓轉換為低直流電壓，從而實現隔離。

2 系統硬件設計

2.1 無橋PFC工作原理

無橋PFC是一種高效拓撲結構，其特點是沒有二極管橋式整流器，並且在任何工作間隔期間僅在電流導通路徑中兩個半導體才導通^[3]。無橋PFC升壓轉換器的基本方案如圖2所示。升壓電感直接連接到輸入交流電源側，另一端連接到功率MOSFET的漏極和快速開關二極管的陽極。兩個二極管的陰極連接到輸出濾波電容，然後並聯連接到負載電阻。但是，由於交流側與電感直接相連，對於高頻信號而言，電感相當於開路，這將導致變換器的輸出電壓與輸入電壓不共地，輸出電壓將會處在懸浮狀態，電磁干擾嚴重，因此，該電路的實用性並不高。

而二極管式無橋PFC變換器是無橋PFC改進型拓撲結構，其特徵在於增加了兩個二極管D3和D4，如圖3所示。這些二極管的目的是保持負相連接到PFC接地，從而解決了無橋PFC拓撲的EMI濾波問題。本文設計採用的是二極管式無橋PFC結構，以下分析二極管式無橋PFC變換器設計內容。

為了簡化分析，假設所有器件都工作在理想條件下，不計電路中寄生參數的影響，PFC工作在DCM模式下，在一個開關週期過程中認為輸入交流電壓保持不變。

在一個工頻週期內，根據開關管的開通關斷狀態，雙二極管式無橋PFC變換器可以分為四個工作模態^[4]，如圖3所示。

模態1：在交流電壓的正半週期，MOSFET S1開通，S2關斷。電流從輸入端出發，流經電感L1及開關管S1，之後一部分電流經MOSFET S1的體二極管及L2返回輸入端，另一部分電流經二極管D4返回輸入端。

模態2：在交流電壓的正半週期，MOSFET S1關斷，S2關斷。電流從輸入端出發，流經電感L1、二極管D1、負載及電容，之後一部分電流經MOSFET S2的體二極管及L2返回輸入端，另一部分電流經二極管D4返回輸入端。

模態3：在交流電壓的負半週期，MOSFET S1關斷，S2開通。電流從輸入端出發，流經電感L2及MOSFET S2，之後一部分電流經MOSFET S1的體二極管及L1返回輸入端，另一部分電流經二極管D3返回輸入端。

模態4：在交流電壓的負半週期，MOSFET S1關斷，S2關斷。電流從輸入端出發，流經電感L2、二極管D2、負載及電容，之後一部分電流經MOSFET S1的體二極管及L1返回輸入端，另一部分電流經二極管D3返回輸入端。

通過以上分析可以看出，在電路的工作過程中，電流的導通路徑上只有兩個半導體器件參與工作，因此其通態損耗較小、效率較高，且由於二極管D3和D4使輸出端與輸入端建立了聯繫，使得電路的共模干擾較小。但是，在前面的分析中，都是假設在正半週期和負半週期期間，兩個MOSFET中只有一個在動作而另一個保持恆定。除了上面提到的一個假設之外，實際上還有兩個額外的控制方式

第一種控制方式是，在正半週期期間，輸入電壓S2接通和斷開，而S1保持接通。在電壓的負半週期期間，S1接通和斷開，而S2保持接通。該控制策略允許返回電流流過MOSFET的溝道而不是流過體二極管，因此可以提高效率。

第二種控制方式是，兩個MOSFET同步控制，相同的PWM信號施加到兩個MOSFET柵極。同樣，在返回階段電流流過MOSFET時，其好處是功耗更低。此外，兩個MOSFET只能使用一個驅動器驅動。

綜上分析，本文采用的是具有同步控制的雙二極管式無橋PFC。

2.2 二極管式無橋PFC設計

本文二極管式無橋PFC設計在DCM模式下的主要規格如表1所示。

變換器的參數應該根據電路工作於最低輸入電壓時的情況下進行設計，當輸入電壓最低時輸入電流最大。

2.2.1 輸入電流的最大有效值

考慮到最小輸入電壓和所需的最低轉換效率，可以計算出輸入電流的最大有效值為：

2.2.2 升壓電感值

選擇兩個升壓電感值，使其在輸入電壓變化範圍和負載變化範圍內，升壓電感處於DCM模式下。選擇公式如下：

2.2.3 功率MOSFET選擇

功率半導體的選擇是滿足應用效率要求的基礎。在升壓PFC中，當開關導通時，電流等於電感電流。式(4)中計算的峰值電流也是開關的峰值電流。當開關關閉時，漏極-源極電壓是輸出電壓。因此，選擇MOSFET的額定電壓要大於輸出電壓，額定電流要大於最大電感電流。由於在DCM中工作的升壓PFC主要受傳導損耗的影響，因此使用具有低漏極-源極電阻的功率MOSFET非常重要，以確保高效率。器件值的輸出電壓根據式(5)選擇：

為滿足設計要求，選擇IPA60R180P7S N溝道功率MOSFET用作M1和M2。該器件的最小擊穿電壓為650 V，25 ℃時最大導通電阻為180 mΩ。總柵極電荷為25 nC。

2.2.4 整流二極管選擇

整流二極管電流計算為：

兩個BYV29X-600二極管，其特點是峰值電壓為600 V，平均正向電流為9 A，用作整流二極管。在T=150 ℃時，8 A的正向壓降約為0.9 V。

2.2.5 輸出電容選擇

選擇輸出電容值，將輸出電壓紋波限制為標稱輸出電壓的1％。可根據式(7)來定義輸出電容值：

其中ω是電源角頻率，ΔV₀是輸出電壓紋波。4個450 V的100 μF電解電容已並聯連接在PFC輸出上。

2.2.6 電流檢測

流過每個電源開關的電流通過CT檢測。它們位於電感和MOSFET之間。由於這種放置，控制算法只能使用電感電流的上升部分。始終在柵極控制PWM的中點對電流信號進行採樣。然後，可以對電流樣本進行數字校正，以便計算平均電感器電流。實際上，與CCM情況相反，當PFC處於DCM中時，在MOSFET三角形電流波形的中點處感測到的電流不再等於電感器平均電流。

CT必須承受式(4)中計算的峰值電流。所選的電流檢測變壓器是Murata的53040C。其特徵在於磁化匝數比為40。

2.3 PFC控制策略

本文PFC控制策略採用的是在非連續導電模式下的PFC數字平均電流法^[6-7]。圖4給出了數字平均電流法APFC的原理圖，其工作原理是PFC主電路的輸出電壓經採樣電路採樣傳遞到微控制器進行AD轉換之後，與參考基準電壓V

3 半橋LLC諧振變換器設計

3.1 LLC轉換器概述

DC-DC變換器的目的是將無橋PFC輸出電壓降至48 V，而DC/DC變換器拓撲結構採用的是LLC半橋拓撲。如圖5所示，LLC轉換器的功率級由輸入和輸出電容器C2和C3，MOSFET M3、M4，變壓器T1和諧振電容器C_r組成。圖5中描繪的諧振電感器L_r和磁化電感器L_m分別為獨立的高頻變壓器。輸出整流級採用兩個整流二極管，實現零點電流導通。LLC拓撲的主要優點是^[8]：

(1)在初級側開關管導通時，實現零電壓導通。

(2)在次級側開關管關斷時，實現零電流導通。

(3)非常好的負載調節。

主要缺點是對輸入電壓變化具有高靈敏度，這需要一些設計權衡以在寬輸入電壓範圍內優化電路。表2中報告了用於該設計的規範。

3.2 LLC諧振變換器設計

設計步驟如下

LLC轉換器諧振迴路的電壓增益可以表示為式(8)。

(1)變壓器匝數比：

假設在標準輸入電壓下的所需的電壓增益為一，則計算得出：

(3)計算等效負載電阻：

由於在396 V DC(選定輸出PFC電壓)的輸入電壓下完成效率優化過程，所選值與計算不同，經過反覆迭代。得諧振迴路的值是：C_r=15 nF，L_r=117 μH，L_m=600 μH。

變壓器設計用於兩個獨立的電感L_r和磁化電感L_m。諧振電容通過一個15 nF，1 kV聚丙烯電容器的串聯在諧振腔。利用上面計算的值，得到的諧振迴路增益如圖6所示。

滿載和396 V DC輸入電壓下的工作頻率為120 kHz。滿載和最小輸入電壓下的最小工作頻率為94 kHz。無負載和最大輸入電壓時的最大工作頻率為164 kHz。

3.3 半橋MOSFET選擇

LLC轉換器初級側使用的功率MOSFET在100 ℃的外殼溫度下具有600 V的擊穿電壓和6.9 A的漏極電流。根據這個提前，該半橋MOSFET型號為IPA60R450PE6。其特點是根據超級結(SJ)原理設計。這確保了極低的導通電阻和最佳的開關性能，使其成為這種應用的理想選擇。

3.4 LLC控制策略

LLC諧振電路通過STM32系列的32位微控制器產生MOSFET信號，以確保精準的輸出電壓調節。控制方案如圖7所示。

LLC控制採用的是基於PI調節器的簡單電壓控制迴路，LLC轉換器輸出電壓通過電壓採樣電路採樣傳遞到微控制器進行AD轉換之後，與參考電壓V_ref相比較，然後經過電壓控制環的處理，得到電壓環控制信號V_e，V_e

STM32F334微控制器具有高分辨率定時器(HRTIM)外設，可產生驅動信號模式，以控制初級LLC半橋MOSFET。HRTIM專門用於數字電源轉換系統。它採用模塊化架構，可以產生多達十個數字信號，具有獨立或耦合波形。

同時，HRTIM具有定時測量功能以及與內置ADC和DAC轉換器的鏈接。它具有輕載管理模式，能夠處理各種故障方案，以實現安全關機。

4 系統軟件設計

本軟件設計採用PID控制法，即通過採樣輸出電壓與期望輸出電壓比較產生誤差信號，將誤差輸入PID算法計算出所需佔空比，通過改變佔空比來達到穩壓輸出的目的。

系統的程序主要分為兩個部分：主程序和子程序。主程序主要包括 Main函數、ADC中斷、PID控制子程序。主程序完成ADC、PWM、HRTIM、PID等模塊的初始化，等待ADC中斷到來，檢測到中斷信號就執行相應流程。程序流程圖如圖8所示。

5 測試總結

使用數字示波器、臺式萬用表、電流鉗、數字功率計等電子設備對其電子特性進行測量,選用一臺200 W的工業路燈作為電源負載。在電流恆定在4.2 A，電壓30 V～48 V條件下，輸出電壓的效率曲線如圖9所示。

可以看出該電源在負載電流恆定情況下，輸出電壓越高所得到的效率越高，但效率的斜率上升緩慢，達到某一點趨於穩定。輸出電壓48 V時，效率可達到93%。體現出採用所設計的LLC諧振變換器具有工作頻率範圍窄，全輸入範圍內效率高等優點。

6 結論

通過系統測試，數字電源輸入電壓為220 V，而輸出電壓範圍為30 V～48 V，最終可以實現輸出電流穩定以及輸出電壓可調等功能，功率達200 W。並且數字電源具備輸入欠保護、如壓、過壓保護、輸出過壓、過流保護等保護功能，符合設計要求。

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作者信息:

饒 剛，王 威

(武漢科技大學 機械自動化學院，湖北 武漢430081)

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關鍵字: 適配器 電信 設計