隨著第三代半導體寬禁帶技術的迅猛發展，氮化鎵和碳化硅逐步的成為了高頻電力電子電源應用的很有前景的功率器件。
【分享主題】氮化鎵主題報告（四）應用寬禁帶器件的高頻電源技術
【分享時間】3月20日（週五）14：00-15：00
【分享嘉賓】張之梁 南京航空航天大學教授
▌以下為整理的分享內容（略有刪減）。
大家好，我是張之梁，來自南京航空航天大學，彙報的題目是應用寬禁帶器件的高頻電源技術。
本次彙報主要包括以下4個方面，首先會給大家介紹MHz GaN多路輸出變換器共模噪聲抑制，是1-kV 1-MHz Stack-Bridge LLC變換器以及SiC雙向便攜式充電技術。
隨著第三代半導體寬禁帶技術的迅猛發展，氮化鎵和碳化硅逐步的成為了高頻電力電子電源應用的很有前景的功率器件。一般而言，在高壓的時候主要用的是碳化硅器件，在低壓場景則用氮化鎵器件較多。但是在650伏的功率電壓等級下面碳化硅和氮化鎵器件這兩者是競爭的。他們二者的競爭具體會取決於設計的成本、工作的體積、大小、重量等等。目前，羅姆已推出650伏的碳化硅器件了，和600伏GaN system的氮化鎵器件，可以在性能上面是競爭。
下面講南航開發衛星電源氮化鎵的應用項目，它是來自於航天五院的衛星電源的需求。傳統的這種衛星電源早期的時候都是28伏母線，所以衛星的功率一般小於2千瓦。隨著衛星載荷不斷增加，對功率要求越來越大，因此希望通過提高母線電壓來提升其功率，也有助於減小整個電源系統的體積和重量。
在實際應用當中，母線是100伏的，輸入電壓範圍是90~110伏，但輸出就比較特殊了，需要3路的輸出，包括±12伏和±5伏。±5伏它輸出的電流比較大，能達到6安培、30瓦，是主要的功率輸出迴路。而±12伏給其輔助電源供電。樣機當時開發的設計主要是考慮到體積和重量的要求，開關頻率定到了1兆赫茲，為了充分發揮氮化鎵器件的高頻和開關損耗小的特點，整個功率是50瓦。採用的有源鉗位正激變換器，在±12伏這兩路輸出，由於電流比較小，所以用的是二極管整流。但是針對大電流的6安培的輸出，用了自驅動的氮化鎵的整流技術，整流的方法它是依靠變壓器副邊節點的電壓，通過相應的驅動電路整形之後，直接驅動氮化鎵同步整流管和續流管。
由於這是多路輸出的變壓器，繞組會比較多，原邊有繞組，副邊三個繞組，還有輔助繞組給整個電源控制芯片供電。由於在平面變壓器這種應用中原副邊它是平面重疊，所以面積比較大，原副邊會有結電容，原邊的繞組之間也會有重疊面積也存在結電容。所以首先要對平面變壓器進行電容模型的建模，主要的思想是利用電場能量守恆概念去建立集成電容的模型，把繞組和繞組的分佈電容用集成式的等效電容來替代。而電容的作用是描述高頻開關變換器、共模噪聲的通路的重要的方法。
首先從單繞組的模型做相應的推導，從原副邊兩個繞組之間的模型進行電容的推導，具體的數學過程就不去詳細描述
是推導的過程，大家有興趣可以在PPT當中看到，是對電勢進行了建模，再利用電流、電壓以及電容之間的關係來計算出等效電路對應的電容。
從兩電容的模型的計算，通過電位的分佈，可以計算出總的噪聲、共模噪聲電流。如果總的噪聲電流求得它等效的對應的電容的情況。也就是說通過建模，得到單個繞組的寄生電容。
在變換器當中的繞組比較多時，儘量減少這些高頻饒組的寄生電感。對於氮化鎵器件，它開關速度就幾個納秒，10個納秒以內的這種開關速度，開關頻率也很高。所以對於硬開關電路狀態，線路集成電感會極大的影響整個開關的過程造成 VDS的電壓震盪，或者變壓器漏感和結電容的震盪等等，進而造成額外損耗和影響電路工作狀態。需要去設計多路輸出的這種平面變壓器的方式了，來使得寄生結電容參數最小。
對於多繞組的變壓器，因為的繞組的數很多，可用磁勢的分佈方式進行初選繞制方案，通過什麼樣的架繞方法的漏感會更小了？但是如果為了得到更加精確的解，或者說初選瞭解之後，有若干個繞組的排布形式是可能很好的，怎麼在這些繞組形式當中再去區分哪些繞組排布可能會更加好？建立電場模型，把變壓器的漏感根據形狀進行建模，通過空間漏感能量的最小，來保證各路的漏感最小。
是做的3D的有限元仿真，可以把相應的繞組的需求、原副邊以及輔助繞組都放進去做相應的仿真，在ansys裡面做仿真，得到不同組繞法的對應的感值
有了感值，通過初選出感量最小的作為方案，再對電容的情況進行建模，對它整個模型進行建模，就要原副邊的結電容。在已得到的繞組結構的基礎之上，把結電容引入進去，引入進去之後，通過分析的共模電流和差模電流的通路，將開關器件作為噪聲源的注入，它有電流噪聲的dv/dt的電壓變化，通過結電容的耦合產生相應的共模電流，共模電流會先通過原邊和副邊的結電容再通過副邊的大地流回原邊，產生流經過檢測設備的共模電流，就要儘可能的減小原副邊的結電容。
在分析開關電源的EMI的過程當中，要用電壓源和電流源先去替代非線性的開關，把它作為噪聲源的輸入，以變壓器一側繞組與電壓源並聯，用電壓源來替代去掉相應的並聯器件，接著用二電容模型替代變壓器，給共模電流的通路建立出相應的模型。最後是用替代定理分析共模噪聲，去掉對共模噪聲沒有影響的電壓電流源，最後進行有效的集成電容的分析和提取。所以方法是開關電源隔離性變換器，或者說分析EMI通用的方法和手段。
利用方法把開關、電器件做了相應的替換以及電容的迭代，可以得到不同開關狀態二極管以及開關管的作用狀態之下，流過的電流的情況以及等效電容的情況，分別可以看到1、2、3、4這4張圖裡面不同的器件對共模通路的影響的情況。在通過疊加定理就可以得到所有的噪聲源器件、開關器件產生的噪聲的通路最終對LISN上面檢測共模電阻，共模電阻檢測部件上面產生的共模電流對應的噪聲壓降了。
所以這樣去做，就是說首先要了解共模噪聲的通路的機理，可以用等效電路的方式，人為的去補充共模噪聲抑制的電容，電容可以把在剛才建模得到電容的噪聲的通路進行抵消，抵消的目的是什麼？是讓共模的電流在內部形成循環，而不流經檢測LISN上面的單元，這樣一來的話，利用抵消的電容產生反向抽取電流，值可以用來抵消電路當中的共模噪聲電流。所以選取可以通過模型的方式去找到。
所以在實際使用當中，對於這樣的變換器，首先把它接在噪聲源上面進行測試，得到等效的 Ceq也就是共模的等效電容，在得到之後，可以人為的引入相應的抑制性的電容。那通過測試的方法注入信號發生器，去測量相應的電容值就可以得到。
以上面推導的整個過程為基礎去做EMI測試，就氮化鎵器件來說，可以在電路上實際測量開通和關斷的時間、上升斜率等等，以及相應的高頻震盪。把它作為噪聲模型信號放入到剛才推導的多路的變壓器的模型當中，可以做相應的 EMI測試。在測試當中實測的噪聲圖和用預測的方法可以看到它是非常吻合的，也就是整個對平面變壓器這種快速開關器件建模的過程是可行的。
所以通過上面的方法，首先找到了等效電容，利用剛才提到的消除電容的方法消除共模噪聲，把噪聲值進行相應的降低，可以相應的減小共模噪聲濾波器的大小。在這張圖上可以看到，如果進行合理的補償，可以降低原始的噪聲，但補償的大小要取決於整個電路的模型和實測出來的共模噪聲的電容。
另外就是在剛才的變換機理當中，輸入的EMI濾波器它比較大，是分立差模和共模的濾波器，實際呢為了使得功率密度進一步提高，做了把EMI濾波器進行全部集成的這麼方案。利用方法可以把差模共模的所有的濾波集成到器件上面，這樣帶來的好處是極大的減小了多層板的面積，同時由於濾波器的體積減小，使得整個板子面積減小之後，也會使得線路當中的機身參數會有大幅的減小。減小的經濟參數，會幫助減少相應的開關損耗。另外在熱的設計上面，也通過適當的改進，比上一版樣機的銅厚也有所增加，所以這樣一來的散熱狀況也有很大的改進。效率也得到相應的提升，一方面效率提升對應損耗可以減小，另外一方面銅厚的提升也是降低。所以熱大概是可以降低將近30%。溫升可以降低，體積還變得更小。所以的目的就是把它做得非常的緊湊，效率也非常的高。在氮化鎵它發揮了非常大的作用，開關頻率跑到一兆赫茲，是比較高的開關頻率了，保持它溫升的控制，充分發揮了氮化鎵器件的優勢。
氮化鎵器件通過整個分析，對共模噪聲影響，偏溫頻率會使得共模噪聲的頻譜往高頻去跑，器件的上升下降時間也會對頻譜有影響。總體上來講，開關頻率的提升使得高頻噪聲往高頻段跑了很多，EMI濾波器是有助於幫助減小的。但是由於噪聲往更高頻段跑了，對EMI濾波器的設計，特別是實現當中，所有EMI濾波器自身的集成參數，包括線和線之間的電容效應以及線本身杆的效應等等，都會改變濾波器對高頻信號的濾波效果。所以一方面來講，氮化鎵可以有效的減小EMI濾波器的大小、尺寸，但是同時也對EMI濾波器本身的設計以及物理上的實現，帶來了很大的挑戰。
所以把上面的結論進行相應的總結，開關速度的提升肯定會導致EMI的噪聲增加。但是速度提升相比而言，噪聲源的影響是弱於開關頻率的。開關頻率的提升可以減小EMI的整體體積，但是對高頻特性來講，因為EMI本身的設計會是很大的挑戰。
下面給大家介紹高壓的應用的實例，高壓講的是電源的高壓，一般常規的電源是400、420伏到500伏之間比較多，現在隨著技術的發展開始向更高電壓等級。
有應用場景比較多的，比如說繫留的無人機，它要求電壓比較高，要達到1千伏，另外艦船的母線電壓也會比較高，還有高端的新能源汽車也會採取800伏的母線結構替代傳統的400伏、600伏的母線結構。這樣做的最根本的目的就是提升整個功率系統的密度、降低效率。電壓高對用銅量也會有很大的減小，可以把的電源做得更小，但是電壓高的同時給帶來了很大挑戰，那就是功率器件在這種高壓下面，的dv/dt會非常大，尤其是像碳化硅、氮化鎵這種開關速度很快的器件。另外高壓下面對絕緣、防護會有很大的要求和挑戰。
給大家看氮化鎵LLC的例子，是1千伏、1兆赫茲輸入的這麼例子。電路在計算機電源的服務器當中用的是非常多的，傳統的是400伏轉到12伏用的比較多，原邊會採用 LLC矩陣變壓器的結構形式，矩陣變壓器原邊是串聯的，副變是並聯的。原邊這樣串聯形式可以自動均流，副編可以實現同步整流的自動均流。LLC變換器特徵，相信大家都會有所瞭解了，主要是軟開關的能力，還有副邊整流二極管實現零電流開關。原邊優勢在於零電壓開關，因為1千伏的電路結構，採用原邊採用step bridge堆棧結構。可以降低每隻氮化鎵器件的電壓應力。目前能得到的比較好的氮化鎵器件是650伏的器件，所以做了1兆赫茲的設計。
為了把電源做的很扁平化、很小型化，會用平面變壓器，但平面變壓器最大的問題就是原副邊繞組是用PCB繞組去做的，所以原副邊會存在很大的重疊面積，就存在著很大的結電容。結電容在原邊產生很高的dv/dt的時候，電壓變化會在結電容上產生相應的位移的電流，就位移電流會直接影響到原邊的諧振電流。本質原因是因為傳統的諧振腔它不是對稱的結構，所以從a、b兩點看進諧振腔阻抗並不相等，等效的就會有原邊到副邊的高頻的位移電流。為了解決問題，就把傳統的LLC做了諧振腔的分離，把原來LLC的串聯諧振分成了兩個等效的LLC，們的杆量和容值加起來之後和原來的LLC是一樣的。當這樣分離之後，就把原來不對稱的效應很大的改善了。
平面變壓器有不同的繞制方式，通常來講夾繞做的比較多，但夾繞帶來的問題就是結電容分佈會很大。因為它每一層繞組原副邊是碰在一起的，但是這樣去做漏感會比較小。但對於像LLC這種諧振變換器，它漏感在很多情況下會被的諧振電感吸收了。所以如果把原邊和副邊整體分開，雖然漏感會大，但是原副邊的結電容會小很多。高壓應用的時候，位移電流對諧振電流影響就小很多。
所以做了分離諧振腔的過程，並進行了相應的測試和分析。整體的思路就是把諧振腔進行分離、分割。
以及推導相應的阻抗，具體的數學過程就不去講了，主要的思路就是通過完全相同的諧振腔的a、b兩點的結構看進去，它可以達到阻抗一致，這樣對電流的抑制性就會是一樣的。
目前完成了1千伏、3千瓦的GaN的樣機，是做的樣機的情況。同時當時還做了300kHz碳化硅的，並拿它與1MHz的氮化鎵做了對比，輸入條件是幾乎完全一樣的。氮化鎵的開關頻率可以跑到1MHz，但碳化硅（目前用的1700伏的碳化硅）高頻特性還是差了。所以跑到當時設計的300k時，可以看到氮化鎵器件，如果的電路結構發生了變化，開關頻率同樣會提升。對這種隔離型的變換器，被動元件大幅減小，包括電容的容值、濾波器的大小也會減小很多。所以如果採用更新的技術，氮化鎵在某些場合下面可能會比碳化硅會更有優勢，但是從工程實用角度來講，目前碳化硅器件在高壓條件下，技術成熟度會更高。
簡單看實驗波形，大致的過程就是對比這兩個諧振腔，可以看到電流的平滑程度是不一樣的，原來諧振線上有很多高頻的電流，就是由於極電容的影響，有電流的畸變。
這是同步整流的波形，LLC是1兆赫茲，用的是數字控制的同步整流，有相應的 LLC的算法來做同步整流，因為LLC是調頻的變換器，它同步整流完全靠原邊的信號是很難去完成的，所以需要副邊去做相應的控制。
這是實測的效率曲線，效率最高可以做到96.2%了，這是很高的效率。從1000伏甚至最高電壓1150伏直接變為28伏，主要是給無人機上的機載設備供電，所以效率是很高的。
同樣之前給大家講的探索對氮化鎵的理解，也是源自於1千伏、4千瓦碳化硅的無人機電源的開發。當時電源更多的是給雷達系統去用的電源，輸入電壓從850伏到1100伏，所以它是相對寬電壓，它48伏給雷達用，總重量要控制在3千克，現在做的樣機是初步的搭載的無人機電源樣機了。現在做的更新一代的樣機，就是說馬上後面要量產會去做就是把4000瓦模塊在體積、重量、大小几乎不變的情況下，功率提升到6.7千瓦，三個模塊並聯形成20千瓦，總重量是9公斤，是要完成樣機目標，充分發揮了碳化硅的技術優勢。
第3個部分呢給大家簡單介紹碳化硅做的雙向充電的工作。
目前的雙向充電一種就是壁掛式的，還有一種就是物流車用的便攜式的，但是未來充電也有很多熱門的話題，就是雙向的OBC或者是雙向的便攜式充電。對於單向220伏的系統來講，它能出的最大功率大概就7千瓦，或者說就6.6千瓦的這麼充電的等級和要求。所以針對應用場景，用了碳化硅的器件去做了這麼測試。
是最終的電路。前面是雙向的AC/DC變換器，後面是LLC變換器。相應的電壓、參數、器件型號都給出了大家。用了900伏、1200伏的碳化硅，這兩種器件都有使用。在電池電壓是從240伏到420伏，整個系統都是雙向運作的。LLC這一極主要是要高效率，bridge PFC這一塊它是要保證雙向的功能。LLC的雙向控制也有相應的研究，因為電路特點是正向工作時效率特別高，但是反向工作的時候反向增益會有所下降，時候為了彌補反向增益的下降，要實現雙向運行，特別是反向運行的時候，就要去變母線電壓，以變母線電壓的方式來提升逆變器所需要的併入電網的電壓。
給出變母線電壓的實驗波形了，它有中間母線電以及充電電壓，所以它正反向都能實現併網和獨立的運行，是用器件的優勢。
在分別去測試了前極的AC/DC也就是無效PFC這部分的效率和AOC部分的效率。在它正向充電的時候，可以看到它兩極變換器乘起來的效率，在滿載時可以達到96，這是很高的效率。在其的不同負載範圍之內它甚至可以達到97，這取決於工作點。這種效率對這種目前用的純電機是非常高的，它也得益於使用了碳化硅器件。正在開發相應的產品了。
當反向工作的時候，反向也是設計在最大功率可以到6.6千瓦的，它有AC/DC和DC兩部分效率，把它乘起來的總效率也能達到96%。所以有的產品需求它並不要求反向的時候是6.6千瓦的輸出。很多現在的反向應用更多的是應急救援，或者說反向補電的這麼需求。所以反向功率可能只需要3.3千瓦。那樣一來的話，整個電路的優化設計會稍微有些變化。現在正在開發的樣機就是正向6.6千瓦，反向是3.3千瓦，所以它會有變化，另外電壓的範圍可能會變得更寬，來滿足不同電池電壓等級的充電要求。
是現在開發的充電機的要求，是雙向運行的，電壓會達到240~530伏，滿載正向6.6kw、反向3.3kw。目前按效果下來，充電效率可以做到95%，因為電壓範圍更寬了。另外成本，現在用的是900伏的Wolfspeed的碳化硅器件，不同的碳化硅器件，價格會差的比較大，性能很高的器件，特別1200伏的性能會非常好，但是成本也會高。
最後是小結。
今天很高興有機會向各位專家彙報做的工作。主要舉了寬禁帶器件在DCDC變換器上面巨大的優勢的應用，今天介紹的更多的是隔離型變換器的需求。因為寬禁帶器件，特別是氮化鎵如果跑到1兆赫茲，開關頻率會非常高，那的子件可以做得非常小。這樣的話的體積重量就會降低，但是器件帶來的噪聲影響也會變得更加明顯，變壓器的集成參數影響也會非常明顯。
另外講了兩個高壓的需求，主要是輸入1千伏的，做了氮化鎵和碳化硅的對比工作。氮化鎵在高壓的時候，如果用多電平結構也會有相應的優勢，dv/dt可以降低。另外氮化鎵器件最大的優勢是開關速度特別快，所以它開關損耗非常低。
最後工作就是雙向充電技術的研究，給出了大家方案和相應的效率，碳化硅器件的充電效率可以做到96%。報告更多的就是從應用的角度、電路的角度以及控制角度去介紹了寬禁帶器件潛在的需求。
非常感謝各位專家、各位領導，謝謝大家。
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