「原創」什麼是IGBT，其熱阻和結溫是如何計算？

一、什麼是IGBT

IGBT(絕緣柵雙極型晶體管），是由 BJT(雙極結型晶體三極管) 和 MOS(絕緣柵型場效應管) 組成的複合全控型-電壓驅動式-功率半導體器件,其具有自關斷的特徵。簡單講，是一個非通即斷的開關，IGBT沒有放大電壓的功能，導通時可以看做導線，斷開時當做開路。IGBT融合了BJT和MOSFET的兩種器件的優點，如驅動功率小和飽和壓降低等。

IGBT模塊是由IGBT與FWD（續流二極管芯片）通過特定的電路橋接封裝而成的模塊化半導體產品，具有節能、安裝維修方便、散熱穩定等特點。

IGBT是能源轉換與傳輸的核心器件，是電力電子裝置的“CPU” 。採用IGBT進行功率變換，能夠提高用電效率和質量，具有高效節能和綠色環保的特點，是解決能源短缺問題和降低碳排放的關鍵支撐技術。

IGBT是以GTR為主導元件，MOSFET為驅動元件的達林頓結構的複合器件。其外部有三個電極，分別為G-柵極，C-集電極，E-發射極。

在IGBT使用過程中，可以通過控制其集-射極電壓UCE和柵-射極電壓UGE的大小，從而實現對IGBT導通/關斷/阻斷狀態的控制。

1）當IGBT柵-射極加上加0或負電壓時，MOSFET內溝道消失，IGBT呈關斷狀態。

2）當集-射極電壓UCE＜0時，J3的PN結處於反偏，IGBT呈反向阻斷狀態。

3）當集-射極電壓UCE＞0時，分兩種情況：

②若柵-射極電壓UGE＜Uth，溝道不能形成，IGBT呈正向阻斷狀態。

②若柵-射極電壓UGE＞Uth ，柵極溝道形成，IGBT呈導通狀態（正常工作）。此時，空穴從P+區注入到N基區進行電導調製，減少N基區電阻RN的值，使IGBT通態壓降降低。

IGBT各世代的技術差異

回顧功率器件過去幾十年的發展，1950-60年代雙極型器件SCR,GTR,GTO，該時段的產品通態電阻很小；電流控制，控制電路複雜且功耗大；1970年代單極型器件VD-MOSFET。但隨著終端應用的需求，需要一種新功率器件能同時滿足：驅動電路簡單,以降低成本與開關功耗、通態壓降較低，以減小器件自身的功耗。1980年代初,試圖把MOS與BJT技術集成起來的研究，導致了IGBT的發明。

1985年前後美國GE成功試製工業樣品（可惜後來放棄）。自此以後， IGBT主要經歷了6代技術及工藝改進。

從結構上講，IGBT主要有三個發展方向：

1）IGBT縱向結構：非透明集電區NPT型、帶緩衝層的PT型、透明集電區NPT型和FS電場截止型；

2）IGBT柵極結構：平面柵機構、Trench溝槽型結構；

3）硅片加工工藝：外延生長技術、區熔硅單晶；

其發展趨勢是：①降低損耗 ②降低生產成本

總功耗＝ 通態損耗 (與飽和電壓 VCEsat有關)+開關損耗 (Eoff Eon)。同一代技術中通態損耗與開關損耗兩者相互矛盾,互為消長。

IGBT模塊按封裝工藝來看主要可分為焊接式與壓接式兩類。高壓IGBT模塊一般以標準焊接式封裝為主，中低壓IGBT模塊則出現了很多新技術，如燒結取代焊接，壓力接觸取代引線鍵合的壓接式封裝工藝。

隨著IGBT芯片技術的不斷髮展，芯片的最高工作結溫與功率密度不斷提高， IGBT模塊技術也要與之相適應。未來IGBT模塊技術將圍繞 芯片背面焊接固定 與 正面電極互連 兩方面改進。模塊技術發展趨勢：

• 無焊接、 無引線鍵合及無襯板/基板封裝技術；
• 內部集成溫度傳感器、電流傳感器及驅動電路等功能元件，不斷提高IGBT模塊的功率密度、集成度及智能度。

IGBT的主要應用領域

作為新型功率半導體器件的主流器件，IGBT已廣泛應用於工業、 4C(通信、計算機、消費電子、汽車電子)、航空航天、國防軍工等傳統產業領域，以及軌道交通、新能源、智能電網、新能源汽車等戰略性新興產業領域。

1）新能源汽車

IGBT模塊在電動汽車中發揮著至關重要的作用，是電動汽車及充電樁等設備的核心技術部件。IGBT模塊佔電動汽車成本將近10%，佔充電樁成本約20%。IGBT主要應用於電動汽車領域中以下幾個方面：

A）電動控制系統 大功率直流/交流(DC/AC)逆變後驅動汽車電機；

B）車載空調控制系統 小功率直流/交流(DC/AC)逆變，使用電流較小的IGBT和FRD；

C）充電樁 智能充電樁中IGBT模塊被作為開關元件使用；

2）智能電網

IGBT廣泛應用於智能電網的發電端、輸電端、變電端及用電端：

• 從發電端來看，風力發電、光伏發電中的整流器和逆變器都需要使用IGBT模塊。

• 從輸電端來看，特高壓直流輸電中FACTS柔性輸電技術需要大量使用IGBT等功率器件。

• 從變電端來看，IGBT是電力電子變壓器（PET）的關鍵器件。

• 從用電端來看，家用白電、 微波爐、 LED照明驅動等都對IGBT有大量的需求。

3）軌道交通

IGBT器件已成為軌道交通車輛牽引變流器和各種輔助變流器的主流電力電子器件。交流傳動技術是現代軌道交通的核心技術之一，在交流傳動系統中牽引變流器是關鍵部件，而IGBT又是牽引變流器最核心的器件之一。

IGBT國內外市場規模

2015年國際IGBT市場規模約為48億美元，預計到2020年市場規模可以達到80億美元，年複合增長率約10%。2014年國內IGBT銷售額是88.7億元，約佔全球市場的1∕3。預計2020年中國IGBT市場規模將超200億元，年複合增長率約為15%。

從公司來看，國外研發IGBT器件的公司主要有英飛凌、 ABB、三菱、西門康、東芝、富士等。中國功率半導體市場佔世界市場的50%以上，但在中高端MOSFET及IGBT主流器件市場上，90％主要依賴進口，基本被國外歐美、日本企業壟斷。

國外企業如英飛凌、 ABB、三菱等廠商研發的IGBT器件產品規格涵蓋電壓600V-6500V，電流2A-3600A，已形成完善的IGBT產品系列。

英飛凌、 三菱、 ABB在1700V以上電壓等級的工業IGBT領域佔絕對優勢；在3300V以上電壓等級的高壓IGBT技術領域幾乎處於壟斷地位。 在大功率溝槽技術方面，英飛凌與三菱公司處於國際領先水平。

西門康、仙童等在1700V及以下電壓等級的消費IGBT領域處於優勢地位。

儘管我國擁有最大的功率半導體市場，但是目前國內功率半導體產品的研發與國際大公司相比還存在很大差距，特別是IGBT等高端器件差距更加明顯。核心技術均掌握在發達國家企業手中，IGBT技術集成度高的特點又導致了較高的市場集中度。 跟國內廠商相比，英飛凌、 三菱和富士電機等國際廠商佔有絕對的市場優勢。形成這種局面的原因主要是：

• 國際廠商起步早，研發投入大，形成了較高的專利壁壘。
• 國外高端製造業水平比國內要高很多，一定程度上支撐了國際廠商的技術優勢。

中國功率半導體產業的發展必須改變目前技術處於劣勢的局面，特別是要在產業鏈上游層面取得突破，改變目前功率器件領域封裝強於芯片的現狀。

總的來說，在技術差距方面有：高鐵、智能電網、新能源與高壓變頻器等領域所採用的IGBT模塊規格在6500V以上，技術壁壘較強；IGBT芯片設計製造、模塊封裝、失效分析、測試等IGBT產業核心技術仍掌握在發達國家企業手中。

近幾年中國IGBT產業在國家政策推動及市場牽引下得到迅速發展，已形成了IDM模式和代工模式的IGBT完整產業鏈，IGBT國產化的進程加快，有望擺脫進口依賴。

受益於新能源汽車、軌道交通、智能電網等各種利好措施，IGBT市場將引來爆發點。希望國產IGBT企業能從中崛起。

二、如何理解IGBT的熱阻和熱阻抗？

熱阻和熱阻抗的重要性

隨著功率器件封裝逐漸面向大電流、小型化，產品的散熱性能顯得尤為重要。熱設計在IGBT選型和應用過程中至關重要，關係到模塊應用的可靠性、損耗以及壽命等問題，而模塊的熱阻和熱阻抗是系統散熱評估環節必不可少的參數。如從性價比角度考量，不同的散熱平臺對IGBT的熱阻要求也會不同。我們不可能為了追求散熱效果的極致去使用很貴的材料，也不可能為了獲得便宜的價格而選用散熱性能非常差的材料，一般合理的方式是根據自身的需求選擇最適合自己的方案。下面我們就結合熱阻的定義，模塊的結構等幾個方面分別進行介紹。

模塊的材料結構及其熱特性

要了解模塊的散熱特性，首先我們要對模塊的結構以及材料特性要有個大概的認識。目前市場上的主流模塊主要分為有銅底板模塊和無銅底板模塊，其結構和散熱路徑見圖1。

圖1 有銅底板和無銅底板模塊結構

任何材料都有其特定的導熱性，舉個簡單的例子，木質和塑料等絕緣體的導熱性較差而銅和鋁等金屬材料的導熱特性較好，那麼我們怎麼去量化這個特性呢？這裡我們要引入導熱係數或稱之為導熱率的概念。介質傳輸熱能的能力定義為導熱係數λ。因為導熱係數是介質特定的特性，所以某種材料的導熱係數在一定溫度範圍內可以看作是一個常數。

介質除了有傳熱的特性還有儲存熱量的特性，我們稱為熱容，熱容就像電容一樣，用物理術語描述成儲存能量的能力，我們可以把電容和熱容做類比。電容Ce 表示電荷Q和電壓U之間的關係，而熱容Cth表示熱量Qth和T之間的關係，如圖2所示。換句話說熱容可以描述為熱量變化與溫差的比值。

圖2 熱容和電容的等效比較

熱容Cth與比熱容C存在著特定的關係。根據比熱容c的物理定義，它指單位質量的某種物質升高或下降單位溫度所吸收或放出的熱量。其國際單位制中的單位是焦耳每千克開爾文[J/( kg·K )]，即令1公斤的物質的溫度上升1開爾文所需的能量。如知道該物質的密度還可把單位轉換為J/(m³*K)。如果我們用c來表示比熱容可以用以下公式表述, 其中m為重量。

c= ∆Qth/(m*∆T)，那麼經簡單變換，熱容Cth可表達為 Cth=c*m=c*V*ρ，其中V為體積，ρ為相對密度，其單位為[J/K]。

表1是和模塊相關的一些材料的熱特性參數。對於傳統的模塊，一般芯片的材料為硅，陶瓷基板（DBC）的材料為Al2O3或ALN，底板的材料為銅，散熱器的材料為鋁。

表1 和模塊相關材料的熱特性參數

圖3顯示了一個無底板模塊在沒有其他熱干擾的情況下，不同散熱分層的溫度傳導分佈，這裡我們可以看到每層的熱傳導和熱流過的面積。在一維模型中，較薄的銅層會取得較小的熱阻，但在真實的三維模型中，我們會看到熱擴散能力較弱，熱阻Rth反而會加大。有較厚金屬層的DCB基板對熱擴散有好處，但它增加了基板本身的熱應力。

要知道熱傳導性並不僅僅取決於某一層材料的特性，而且同相鄰層材料特性也有密切關係。為了使熱量通過導熱性不好的層，必須建立一個相應高的勢能差(溫差)。這就要求它上面必須是導熱能力好的層，以增加交叉傳導。

圖3 無底板模塊每層的散熱和典型的曲線

熱阻以及在模塊中的定義

由以上分析可知材料的導熱特性直接決定了其散熱能力，如果已知介質橫截面積A和厚度d，就可以得到熱阻Rth，其單位是K/W。

圖4 熱阻相關因素

假設功耗用Pth表示，由熱傳導定律我們可以得到Pth=(λ*A*∆T)/d，這樣我們最終就得到Rth= ∆T/Pth 。

一般我們用Tj來表示IGBT芯片的結溫，Tc表示模塊的銅底板殼溫，Ts (TH)表示散熱器的溫度，Rth(j-c)表示結到殼的熱阻，Rth(c-s)表示殼到的散熱器的熱阻。殼溫Tc是以芯片正下方的銅底板底面位置點作為參考，而對於無銅底板的模塊我們一般不定義殼溫，原因是很難可靠測量該點的溫度。散熱器溫度的定義方式有二種，見圖5，方法一是以散熱器表面離芯片最近、最熱的一點作為參考，該點一般是緊貼模塊邊緣的某點。方法二是以芯片正下方、離散熱器表面2mm下方的位置為參考點。這二種定義方法各有優缺點，方法一的∆T和Rth(c-s)1會較大，其優點是易於測量和檢測，但是他的精度對散熱器的依賴較大，易受外部散熱條件的影響，而方法二的測量和檢測精度會比較高，但是實際應用中不易檢測。在計算損耗的過程中一定要搞清楚其具體的定義方式，以防出現較大的誤差。

圖5 IGBT模塊的溫度和熱阻定義點

實際應用中模塊內部可能是由多芯片並聯組成，每個芯片對應點的溫度都會有差異，因此我們一般會採用多點測量取平均值的方式定義Tc和Ts（方法2），如圖6所示。

圖6 IGBT多芯片並聯的溫度測量點

下表是根據IEC標準對多芯片並聯溫度測量點的總結：

通過上面的測量和定義方式我們便可以根據損耗計算出模塊的實際熱阻值，Rth(j-c) (結到殼的熱阻)、Rth(c-s) (殼到散熱器的熱阻) 和Rth(j-s) (結到散熱器的熱阻)。表2根據IEC60747-15 [4]*的標準對各熱阻做了非常清晰的定義：

熱耦合對熱阻的影響

熱耦合影響的程度取決於發熱芯片之間的距離、層的厚度以及每層的熱傳導率。通常如果芯片之間的距離小於3mm，熱耦合的效應一般就不能被忽略。對於模塊來講主要熱耦合產生在芯片下方導熱率比較高的各層，特別是對於較厚的銅底板，它的熱耦合效應要大於其他各層。

圖7的測量1和測量2分別只測量單個IGBT和二極管的溫度，因此沒有熱耦合效應。但實際的應用往往是多個IGBT和二極管芯片同時工作，每個芯片之間都會從各個方向互相加熱形成熱耦合。由實際測試可知熱耦合後的溫度要高於沒有熱耦合的溫度（見圖7右圖）。

圖7 熱耦合

下面我們用一個實際測試的案例來量化熱耦合的影響程度，圖8是基於單橋臂IGBT模塊的測試結果，紅色方框所示為上管，紫色框內所示為下管。我們可以看出上下管同時工作的溫差要比單個上管工作的溫度最大高出10度。以殼到散熱器為例，單個上管工作的溫差為18度，如上下管同時導通溫差達到近28度，熱阻值高出原有值35%之多。

圖8 測試熱耦合的影響

模塊的殼到散熱器的熱阻Rth(c-s)M計算

如果我們只對單個IGBT或二極管的Rth(c-s)定義，往往在計算Rth(c-s)M時熱耦合效應會被忽略，假如我們用Rth(c-s)I表示單個IGBT的熱阻，Rth(c-s)D表示單個二極管的熱阻值, n表示模塊中開關管的數量，在理想情況下我們可以用以下公式計算出理論Rth(c-s)M值。

一般只有當開關管和開關管之間的距離大於3~4倍“芯片到散熱器”（一般15到20mm）的厚度時我們才可以使用理論的公式計算，但實際這樣的條件很難達到。

由於熱耦合效應和芯片的間距、銅底板厚度有密切相關性，所以我們可以用以下經驗公式來推到熱耦合後導的Rth(c-s)M值。

如果使用的導熱硅脂參數和厚度不一樣，最終Rth(c-s)M的數值也會有所差異，這裡就不再詳述了，一般模塊的規格書中都會註明導熱硅脂的相關參數。

熱阻抗

上面我們討論了熱阻Rth的相關定義和測量，都是基於穩態的特性。實際應用中我們還要考慮熱阻的動態效應。利用熱阻Rth和熱容Cth可以構建一個類似RC低通電路的熱模型，可以用瞬態熱阻或熱阻抗Zth來表示這種模型。我們以散熱器為例從物理角度進行簡單的說明。散熱器一般都是鋁製品，具有良好的導熱性和散熱性，因此熱阻非常低。然而即使有穩定的熱源，由於熱容效應，也需要一段時間才能把整個散熱器加熱，散熱器的熱容量越大，需要加熱的時間就越長。而散熱器可以存儲的能量是有限的，一旦存儲量達到最大值，散熱器就達到了一個相對最大溫度，如果撤銷熱源，散熱器存儲的能量就會釋放，這和電容充電是完全一樣的道理，電容充滿後，電荷量就達到最大值。

我們通過等效電路（圖9）來反應動態傳熱特性的熱阻抗。在數據文件中一般會給出熱阻抗Zth關於參數Ri和τi（（時間常數）的幾組數據，用來計算Zth關於時間的函數關係。τi = Rthi*Cthi，有些數據書會直接給出算好的曲線圖，如圖10所示。

圖9 熱阻抗動態等效電路

圖10 熱阻抗Zth(j-c)的動態響應曲線

Zth和Rth的關係

對於一個給定封裝的模塊，IGBT熱阻抗Zth曲線可以隨著不同的芯片面積上下變動，即芯片面積可以改變阻抗的絕對值。熱阻和熱阻抗是成等比例變動的，因此可以用如下公式來計算不同芯片表面積的熱阻抗。

當熱量還在芯片和DCB基板中擴散時，帶有和沒有銅底板模塊的熱阻抗最初很接近，如圖11所示。當時間超過大約100毫秒後，兩者的差異隨著時間的推移而增大。在1到2秒的時間範圍內，因為銅板的熱容量，它佔有優勢。但經過較長時間後，無底板模塊因為較小的熱阻Rth而佔有優勢。

圖11 有無銅底板的熱阻動態響應比較

總結

為了儘可能提高芯片的載流能力，我們不斷革新芯片和封裝技術。芯片的革新是為了提升性能、功率密度和減少損耗，如最新的SiC，GaN技術大大降低了芯片的損耗，但由於功率密度的提高、芯片面積的減小，其自身的散熱能力會變差，這就要求封裝技術也要不斷的創新以匹配更高性能芯片的需求。除了考慮模塊本身熱阻的因素，其他如合理的選用和塗抹導熱硅脂、優化散熱器、機櫃和風道的設計等也是系統設計必須要考慮的重要因素。

三、如何計算IGBT的損耗和結溫?

IGBT作為電力電子領域的核心元件之一，其結溫T_j高低，不僅影響IGBT選型與設計，還會影響IGBT可靠性和壽命。因此，如何計算IGBT的結溫T_j，已成為大家普遍關注的焦點。由最基本的計算公式T

1. IGBT損耗P_loss計算基礎知識

圖1 IGBT導通損耗和開關損耗示意圖

如上圖1所示，IGBT的損耗P_loss主要分為導通損耗P_cond和開關損耗P_sw兩部分。

1.1 IGBT導通損耗P_cond

IGBT的導通損耗P_cond主要與電流I_c、飽和壓降V_ce和導通時間佔空比D有關，如公式1所示：

其中，電流I_c(t)和佔空比D(t)都是隨時間變化的函數，而IGBT飽和壓降V_ce(I_c,T_j)，不僅與電流I_c大小，還與IGBT此時結溫T_j相關，如下圖2所示：

圖2 不同溫度IGBT飽和壓降示意圖

為簡化計算，先將飽和壓降V_ce(I_c,T_j)近似為I_c的線性函數V_ce(I_c)如公式2所示：

其中，r_T為近似曲線的斜率，即∆V_ce/∆I_c，V_T0為該曲線與X軸的交點電壓值。

圖3 IGBT飽和壓降隨不同結溫T_j的變化

考慮到V_ce與T_j近似線性的關係，如上圖3所示，將T_j的影響因子加入公式（2），得到V_ce(I_c,T_j)飽和壓降的線性函數，如公式（3）、（4）、（5）所示：

其中，TC_V和TC_r分別為V_T0和r_T的溫度影響因子，可根據25°C和125°C（或150°C）兩點溫度計算而得。

基於上述思路，我們可以將IGBT的導通損耗P_cond計算出來。

1.2 IGBT開關損耗P_sw

IGBT的開關損耗P_sw主要與母線電壓V_cc、電流I_c、開關頻率f_sw、結溫T_j、門級電阻R_g和迴路電感L_ce有關，如公式6所示：

其中，E_{sw_ref}為已知參考電壓電流、門級電阻、溫度T_j和迴路電感下的損耗值，Ki為電流折算係數，Kv為電壓折算係數，K(T_j)為溫度折算係數，K(R_g)和K(L_s)分別為門級電阻和迴路電感的折算係數。

通常而言，折算係數Ki、K(T_j)和K(R_g)，可由Datasheet相關曲線直接估算出來，以1200V/600A的半橋模塊SEMiX603GB12E4p為例進行分析，如下：

圖4 IGBT開關損耗E_sw

圖5 IGBT開關損耗E_sw隨結溫T_j的變化

由圖4所示，該IGBT模塊額定電流為600A，取Ki=1.0，在800A（565Arms）電流以下，兩者匹配度很好；在800A以上，不常用，屬於過流等極端工況。

由圖5所示，IGBT的開關E_sw與結溫T_j之間關係，可用線性函數去擬合，如下公式：

一般IGBT的TC_sw約為0.003，以圖5的損耗數據為例，也可由兩點溫度去算TC_sw

關於門級電阻R_g的折算係數K(R_g)，是工程師很關心，也很容易忽略的因素。在Datasheet中都會有一組供參考的R_{g_ref}(R_gon/R_goff

由此可見，單純用Datasheet中參考的門級電阻去計算損耗，很可能與實際出入很大。

圖6 不同門級電阻對開關損耗的影響

此外，IGBT的母線電壓V_cc折算係數K_v相對比較隱晦，無法直接從Datasheet中抓出來；同時，該值也會受到模塊和母線雜散電感等其他因素的影響，很難估算，建議進行雙脈衝損耗測試。關於IGBT的折算係數K_v，賽米控的取值約在1.3~1.4。圖7是，賽米控1700V的SkiiP4智能功率模塊(IPM)損耗測試的數據曲線，當K_v取1.0時，與測試數據差距較大；而K_v取1.4時，兩者幾乎重合。

圖7 不同母線電壓V_cc與開關損耗E_sw關係

最後，就是最容易被忽略的迴路電感折算係數K(L_s)。Datasheet相關的損耗數據和曲線的測試，都是建立在模塊廠家各自測試平臺的迴路電感參考值L_s（即模塊寄生電感之外的主迴路電感，包含功率母排和母線電容等的寄生電感）的基礎上，而且門級的參考電阻R_gon/R_goff也會深受該值的約束，如圖8所示。

圖8 迴路電感L_s與IGBT參考值

此外，由於每個客戶的設計和應用場合不同，其迴路電感L_s也不盡相同，甚至差異很大。尤其，當實際的迴路電感L_s比Datasheet參考值大很多時，不僅影響本身的開關損耗，還會引起電壓電流的應力問題；有時為了限制IGBT關斷電壓尖峰，不得不增加門級電阻R_g，以犧牲開關損耗為代價，去降低IGBT開關速度和電壓尖峰。因此，該值的影響很難去做量化評估，只能暫且讓K(L_s)=1。但是，在設計初期評估IGBT損耗時，應充分考慮實際設計的迴路電感L_s與Datasheet參考值的差異大小，及其帶來的損耗計算誤差。

至此，IGBT損耗計算的基礎知識交待完畢，該損耗算法思路同樣適用於FWD，只是上述各個影響因子的係數可能略有差別。

第一部分的基礎知識，主要分析了某個開關週期中的損耗算法及其影響因子。不同的電力電子拓撲和調製方式，對應不同的損耗計算公式。在此，我們以兩電平三相逆變器為例，結合賽米控的IGBT模塊產品和官方損耗仿真軟件SemiSel，計算IGBT在實際系統中不同工況下的損耗P_loss和結溫T_j。

2.1 三相逆變器損耗的SemiSel仿真（典型工況）

圖9 三相逆變器拓撲示意圖

圖10三相逆變器電流電壓波形示意圖

圖9和10是典型的SPWM調製的逆變器波形示意圖。基本算法是，先根據損耗公式算出IGBT、FWD的平均損耗P

圖11從平均損耗P_v(av)到T_j(max)波形示意圖

值得一提的是，僅用IGBT平均損耗P_v(av)去計算，得到的平均結溫T_j(av)，無法體現實際IGBT結溫T_j(t)的波動。在相同的平均損耗P_v(av)時，低頻輸出（小於10Hz）的結溫峰值T_j(max)更高更惡劣，如下圖12所示：

圖12 Tj_(max)隨不同輸出頻率f_out的變化

以三相逆變器典型的工況為例，在使用SemiSel進行仿真時，如圖13，有幾點需要注意：

1) 過載條件的設置：過載倍數、時間、最低輸出頻率；

2) 門級電阻對開關損耗的影響；

3) 散熱條件的設置：開關數量、並聯數量、熱阻係數；

其中，散熱條件的設置，在堵轉工況時有所不同。SemiSel仿真結果，見圖14所示。

圖13 三相逆變器SemiSel仿真注意事項

圖14 三相逆變器SemiSel仿真結果

2.2 三相逆變器堵轉的SemiSel仿真設置（特殊工況）

無論額定工況還是過載輸出，其輸出電流都是交變的，全部6個IGBT/FWD在交替導通，即三個半橋模塊的損耗比例是1:1:1；而在逆變器堵轉時，其輸出電流是直流的，類似三個Buck電路在工作，一半的IGBT/FWD在開關，此時，三個半橋的電流比例大約1:0.5:0.5，相當於2個完整的IGBT/FWD。因此，在SemiSel裡，除了選擇Buck電路來仿真堵轉外，散熱器的開關數量N和散熱器熱阻R_th(s-a)的設置，應分別取N=2和Heatsink CF=1.5，如圖14所示。

圖15 三相逆變在堵轉時的散熱器參數設置

3. IGBT損耗計算的誤差

最後，大家都會問一個同樣的問題，與實測相比，損耗計算或者SemiSel仿真誤差怎麼樣？

首先，仿真無法替代實測。其次，仿真有誤差，測試其實也有誤差，兩者應該相互參照。最後，毫無疑問，應以實測為準。另外，如何看待仿真，我覺得需要分階段來看：在項目初步選型階段，實測不便，更多的是基於Datasheet進行損耗與結溫T_j的計算與評估，此時更看重的是，各家模塊在相同的仿真算法框架下的橫向性能對比。在選型確定和樣品實測階段，基於實際測試平臺，用雙脈衝實驗，把優化後的損耗數據庫，去更新和替代項目初期的Datasheet損耗數據，然後對比分析仿真與實測的差異，不斷優化算法的各種影響因子，以達到設計允許的誤差和餘量要求，最後在微處理器中以代碼實現。因此，所謂的誤差，是一個動態變化和調整的過程，不能一概而論。

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